≡× МЕНЮ

• Windows 10
• Интернет, Wi-fi
• Полезное
• Windows 7
• Ошибки

Операционные усилители с обратной связью по току. Новостной и аналитический портал "время электроники". Пекин обвалил Уолл-стрит

Обратной связью (ОС) называется явление передачи части энергии усиленных колебаний из выходной цепи усилителя в его входную цепь.

Причинами, способствующими передаче энергии с выхода на вход усилителя, могут быть :

а) физические свойства и конструктивные особенности применяемых транзисторов (наличие емкостей и индуктивностей выводов, емкостей р -п -переходов и пр.). Возникающая при этом ОС называется внутренней обратной связью ;

в) специальные цепи, введенные конструктором для передачи колебаний с выхода усилителя на его вход с целью придать устройству нужные свойства. Такую обратную связь называют внешней обратной связью.

Из перечисленных видов ОС первые два являются нежелаемыми, поэтому конструктор вынужден принимать дополнительные меры к их устранению.

Цепь, по которой осуществляется передача энергии с выхода усилителя на его вход, называется цепью обратной связи .

Обычно цепь ОС представляет собой некоторый линейный пассивный четырехполюсник с коэффициентом передачи g, вход которого присоединен к выходу усилителя, а выход - ко входу усилителя (рисунок 2.9). В общем случае четырехполюсник ОС может быть линейным или нелинейным, с частотозависимым или частотонезависимым коэффициентом передачи.

Рисунок 2.9 - Усилитель с цепью обратной связи

Цепь обратной связи может быть общей , охватывающей все или несколько каскадов усилителя (рисунок 2.10, а , б ), или местной , охватывающей отдельные каскады (рисунок 2.10, б , цепь ОС с коэффициентом передачи g 1).

а

б

Рисунок 2.10 - Виды обратных связей

При сложении колебаний источника сигнала с колебаниями, поступающими с выхода усилителя через цепь ОС, на входе усилителя образуется результирующее колебание. Результирующее колебание равняется сумме двух колебаний, если оба эти колебания складываются в фазе , или разности двух колебаний, если они складываются в противофазе . В первом случае имеет место положительная обратная связь (ПОС),во втором - отрицательная обратная связь (ООС).

Практическое совпадение или противоположность фаз возможно только в ограниченном диапазоне усиливаемых частот, так как присущие усилителям фазовые сдвиги изменяются с частотой. Это может привести к тому, что обратная связь, отрицательная для одних частот, превратится в положительную для других. Поэтому принято относить обратную связь к отрицательной или положительной по тому, какой знак она имеет в основной части диапазона усиливаемых частот (то есть в пределах полосы пропускания усилителя).

Внешнюю обратную связь, создаваемую с помощью специальной цепи обратной связи, всегда можно отнести к тому или иному виду, зная способ соединения этой цепи с усилителем.

Различают следующие четыре основных вида обратных связей в усилителе (первая часть названия определяет способ подключения выхода цепи ОС ко входу усилителя, а вторая - способ подключения входа цепи ОС к выходу усилителя):

- последовательная ОС по напряжению ;

- параллельная ОС по напряжению ;

- последовательная ОС по току ;

- параллельная ОС по току .

Если источник входного сигнала соединен последовательно с входом усилителя и выходом цепи ОС, то обратная связь называется последовательной (рисунок 2.11, а ). В этом случае сигнал обратной связи u св подается на вход усилителя последовательно с входным сигналом и вх .

Параллельная обратная связь имеет место тогда, когда цепь обратной связи включается параллельно источнику входного сигнала (рисунок 2.11, б ). При параллельной обратной связи на входе усилителя происходит алгебраическое сложение (с учетом полярности или начальной фазы) токов, а не напряжений, как в случае последовательной обратной связи.

Таким образом, при последовательной отрицательной обратной связи в качестве сигнала обратной связи используется напряжение, которое вычитается из напряжения источника сигнала, а при параллельной отрицательной обратной связи в качестве сигнала обратной связи используется ток, который вычитается из тока внешнего источника сигнала.

а б

Рисунок 2.11 - Последовательная (а ) и параллельная (б ) ОС

По способу включения обратной связи на выходе усилителя различают обратную связь по напряжению и току. При обратной связи по напряжению выход усилителя, нагрузка и цепь обратной связи соединены параллельно друг другу (рисунок 2.12, а ). В этом случае сигнал обратной связи пропорционален выходному напряжению усилителя. Если выход усилителя, нагрузка и цепь обратной связи соединены последовательно (рисунок 2.12, б ), то имеет место обратная связь по току, при которой сигнал обратной связи пропорционален току через нагрузку.

а б

Рисунок 2.12 - ОС по напряжению (а ) и по току (б )

Для определения, какая ООС имеет место, по току или по напряжению, необходимо учитывать следующее. В режиме короткого замыкания нагрузки (при R Н = 0) обратная связь по напряжению исчезает, а по току - сохраняется. В режиме холостого хода (то есть при R Н ® ¥) обратная связь по напряжению сохраняется, а по току - исчезает.

Влияние отрицательной обратной связи на основные параметры и характеристики усилителей

Влияние ООС на коэффициенты усиления усилителя .

Усилитель, охваченный обратной связью (рисунок 2.13), можно представить в виде собственно усилителя (без обратной связи) с коэффициентом усиления K U , на входе которого действует напряжение U , и четырехполюсника обратной связи, обладающего коэффициентом передачи g.

Рисунок 2.13 - Усилитель с цепью последовательной ООС

Рассмотрим случай, когда имеет место последовательная ООС по входу. Тогда напряжение U вх , поступающее с выхода источника сигнала на вход усилителя противоположно по фазе напряжению обратной связи U св . В этом случае можно записать

. (2.24)

Разделим левую и правую части уравнения (2.24) на U вых :

. (2.25)

В равенстве (2.25) - коэффициент усиления напряжения усилителя без ОС. Отношение представляет собой коэффициент усиления напряжения усилителя, охваченного цепью ООС, а - коэффициент передачи четырехполюсника цепи ООС. Тогда равенство (2.25) можно переписать в виде

,

. (2.26)

Таким образом, из полученного выражения видно, что при последовательной ООС по входу коэффициент усиления напряжения усилителя, охваченного обратной связью K U ООС , меньше, чем его собственный коэффициент усиления K U (то есть коэффициент усиления напряжения этого же усилителя, но без цепи ООС). Причем выражение справедливо, независимо от того, какой вид ООС по выходу - последовательная по току или последовательная по напряжению . Произведение gK U называется петлевым усилением , а величина F = 1 + gK U - глубиной ООС. Для положительной ОС глубина обратной связи определяется выражением: F = 1 - gK U .

Глубина обратной связи показывает, во сколько раз изменится коэффициент усиления усилителя при введении цепи ОС. Если при наличии ООС выполняется условие gK U >> 1, то говорят, что усилитель охвачен глубокой (стопроцентной) обратной связью. В этом случае коэффициент усиления усилителя с обратной связью не зависит от его собственного коэффициента усиления и определяется только коэффициентом передачи цепи обратной связи g. Действительно при условии gK U >> 1

. (2.27)

При последовательной обратной связи коэффициент усиления тока не изменяется , так как в этом случае коэффициент усиления тока равен

, (2.28)

то есть не отличается от коэффициента усиления тока усилителя без обратной связи K I . Это объясняется следующим. При неизменных параметрах источника сигнала и нагрузки усилителя отрицательная обратная связь уменьшает напряжение сигнала на выходе усилителя в F раз и во столько же раз уменьшается выходной ток. Но так как при последовательной обратной связи увеличивается входное сопротивление усилителя также в F раз (будет показано позже), то уменьшается входной ток и коэффициент усиления тока не изменяется.

При параллельной отрицательной обратной связи (и по току, и по напряжению, рисунок 2.14) коэффициент усиления напряжения не изменяется, то есть в этом случае можно записать

. (2.29)

Рисунок 2.14 - Усилитель с цепью параллельной ООС

Выведем соотношение для определения коэффициента усиления тока в усилителе при наличии параллельной обратной связи по входу.

Собственный коэффициент усиления тока усилителя K I равен:

. (2.30)

Учитывая, что , получим

. (2.31)

Можно показать, что полученное выражение справедливо, независимо от того, какой вид отрицательной обратной связи по выходу - параллельная по току или параллельная по напряжению .

Влияние ООС на входное и выходное сопротивления усилителя .

Обратная связь оказывает существенное влияние на входное и выходное сопротивления усилителя.

Входное сопротивление усилителя с ООС зависит от способа подключения цепи ООС ко входу усилителя и не зависит от способа ее подключения к выходу. Выходное сопротивление усилителя с ООС наоборот зависит от способа подключения цепи ООС к выходу усилителя и не зависит от способа ее подключения ко входу этого усилителя.

Рассмотрим, как проявляется влияние различных видов ООС на входное сопротивление усилителя .

Для определения влияния последовательной обратной связи на входное сопротивление усилителя воспользуемся схемой, приведенной на рисунке 2.13. Анализ схемы показывает, что выражение для определения входного сопротивления усилителя с последовательной ООС будет иметь вид

(2.32)

где R вх - входное сопротивление усилителя без ООС;

K U - коэффициент усиления напряжения усилителя без ООС в пределах полосы пропускания (в области средних частот).

Из последнего выражения следует, что при последовательной ООС входное сопротивление усилителя увеличивается в (1 + gK U ) раз.

Однако входное сопротивление усилителя обычно носит комплексный характер, поэтому для полной оценки влияния ООС на входное сопротивление последнее необходимо записать в комплексном виде

. (2.33)

Для определения влияния параллельной ООС на входное сопротивление усилителя воспользуемся схемой, приведенной на рисунке 2.14. Анализ схемы показывает, что параллельная ООС уменьшает входное сопротивление усилителя, так как при таком виде ООС к входному сопротивлению усилителя R вх как бы присоединяется параллельно сопротивление R св .

Для количественной оценки влияния параллельной ООС на входное сопротивление усилителя используют выражение:

, (2.34)

или, в общем случае, выражение

. (2.35)

Таким образом, ООС позволяет управлять значением входного сопротивления усилителя и обеспечивать как достаточно высокие (сотни кОм - десятки МОм) - при последовательной ООС, так и достаточно низкие (десятые - тысячные доли Ом) - при параллельной ООС входные сопротивления.

Выходное сопротивление усилителя сильно зависит от того, каким образом снимается сигнал ООС. Если он снимается по напряжению, то выходное сопротивление уменьшается, а если по току - то увеличивается.

Для количественной оценки влияния ООС по напряжению на выходное сопротивление усилителя используют выражение:

, (2.36)

где R вых - выходное сопротивление усилителя без ООС.

Для расчета выходного сопротивления усилителя в диапазоне частот за пределами полосы пропускания используют выражение:

. (2.37)

Из последнего выражения следует, что введение в усилитель ООС по напряжению уменьшает его выходное сопротивление в F раз.

Физический смысл действия ООС по напряжению заключается в следующем. Любая ООС стремится поддержать неизменным значение того параметра, который используется для получения обратной связи. Поэтому ООС по напряжению при действии внешних возмущений, в частности, при изменении выходного тока, стремится поддержать неизменным значение выходного напряжения усилителя. Это эквивалентно уменьшению его выходного сопротивления.

Оценка влияния ООС по току на выходное сопротивление электронного усилителя осуществляется на основе выражения

или, соответственно,

Из (2.39) следует, что при ООС по току выходное сопротивление усилителя увеличивается .

Таким образом, введение ООС может быть использовано для целенаправленного изменения выходного сопротивления усилителя и позволяет реализовать усилитель с очень малым (сотые доли Ом) или очень большим (сотни кОм - десятки МОм) выходным сопротивлением. При использовании ООС по напряжению усилитель приближается к идеальному источнику напряжения, выходной сигнал которого мало изменяется при различных сопротивлениях нагрузки. ООС по току стабилизирует ток нагрузки, приближая усилитель к идеальному источнику тока.

Влияние ООС на нелинейные искажения и амплитудную характеристику усилителя .

Ранее было установлено, что последовательная ООС уменьшает коэффициент усиления напряжения, а, следовательно, уменьшает угол наклона амплитудной характеристики (рисунок 2.15). Из рисунка видно, что введение в усилитель последовательной ООС приводит к расширению его динамического диапазона (поскольку ) и к снижению величины нелинейных искажений.

Рисунок 2.15 - Изменение амплитудной характеристики усилителя при наличии цепи ООС

Если напряжение U вых 2 (рисунок 2.15) - максимальное напряжение на выходе усилителя, при котором его еще можно считать линейным устройством - принять одинаковым для усилителя без ООС и усилителя с ООС (это допустимо, поскольку величина U вых 2 в основном зависит от параметров используемого активного элемента и напряжения источника питания), то можно записать

,

Согласно (2.12) нелинейные искажения в усилителе без обратной связи можно оценить с помощью формулы

,

где - эквивалентное суммарное напряжение высших гармоник.

Введение в усилитель цепи последовательной ООС приводит к уменьшению выходного напряжения усилителя, равного , а, следовательно, и каждой гармоники этого напряжения, в F раз, то есть можно записать

Из (2.41) следует, что для поддержания выходного напряжения в усилителе с ООС на том же уровне, что и в усилителе без ООС, необходимо входное напряжение увеличить в F раз. Но при этом амплитуда первой гармоники в выходном напряжении, при неизменном напряжении , также увеличится в F раз. Тогда можно записать

. (2.42)

Таким образом, введение в усилитель последовательной ООС позволяет расширить его динамический диапазон и уменьшить коэффициент гармоник (снизить нелинейные искажения) примерно в 1 + gK U раз.

Влияние ООС на частотную и фазовую характеристики усилителя .

Ранее при анализе влияния ООС на различные параметры усилителя мы исходили из того, что коэффициент усиления усилителя K U и коэффициент передачи цепи ООС g являются вещественными (то есть оценивалось влияние ООС на частотах в пределах полосы пропускания). Однако как показано в п. 2.1.3.2, за пределами полосы пропускания коэффициент усиления носит комплексный характер.

Коэффициент передачи цепи ООС в общем случае также может быть комплексным. А это значит, что реальный усилитель всегда вносит дополнительные фазовые сдвиги в усиливаемый сигнал, значения которых зависят от параметров компонентов, схемы усилителя и диапазона усиливаемых частот. Эти фазовые сдвиги обусловлены наличием реактивных элементов в цепях усилителя и инерционными свойствами активных приборов (например, транзисторов).

С учетом названных причин выражение (2.26) должно быть записано в виде:

, (2.43)

где (j к - угол сдвига фаз между выходным и входным напряжениями усилителя);

(j g - угол сдвига фаз между напряжениями на выходе и входе цепи обратной связи).

Обычно комплексный характер учитывают на частотах и меньше, чем изменения

Для какой-либо частоты петлевое усиление представляет собой действительную отрицательную величину (баланс фаз);

Величина петлевого усиления на этой частоте больше или равна единице (баланс амплитуд).

В однокаскадных усилителях чаще всего можно применять достаточно глубокую ООС, не опасаясь за то, что на краях частотного диапазона она может вызвать самовозбуждения в усилителе. В то же время в многокаскадных усилителях (которые в большинстве случаев применяются на практике) приходится применять дополнительные меры для предотвращения самовозбуждения. Особенно важно это в широкополосных усилителях.

На рисунке 2.17 приведен пример АЧХ однокаскадного усилителя без ООС (K U (w)) и этого же усилителя, охваченного цепью ООС (K UООС (w)). Из рисунка видно, что при охвате каскада цепью ООС одновременно с уменьшением коэффициента усиления напряжения происходит расширение полосы пропускания усилителя. Граничные частоты полосы пропускания однокаскадного усилителя с ООС определяют из выражений

, (2.45)

Рисунок 2.17 - Иллюстрация влияния ООС на ширину полосы пропускания усилителя

Подводя итог изложенному выше, отметим, что введение частотно-независимой ООС улучшает частотные характеристики усилителя, способствует расширению полосы пропускания и снижению частотных искажений в пределах заданного диапазона частот. Кроме этого ООС по напряжению обеспечивает стабилизацию выходного напряжения и коэффициента усиления напряжения усилителя, а ООС по току - стабилизацию выходного тока.

Дорога в десять тысяч ли начинается с первого шага.
(китайская пословица)

Дело было вечером, делать было нечего… И так вдруг захотелось спаять что-нибудь. Этакое… Электронное!.. Спаять - так спаять. Компьютер имеется, Интернет подключен. Выбираем схему. И вдруг оказывается, что схем для задуманного сабжа - вагон и маленькая тележка. И все разные. Опыта нет, знаний маловато. Какую выбрать? Некоторые из них содержат какие-то прямоугольнички, треугольнички. Усилители, да еще и операционные… Как они работают - непонятно. Стра-а-ашно!.. А вдруг сгорит? Выбираем, что попроще, на знакомых транзисторах! Выбрали, спаяли, включили… HELP!!! Не работает!!! Почему?

Да потому, что «Простота - хуже воровства»! Это как компьютер: самый быстрый и навороченный - игровой! А для офисной работы достаточно и самого простого. Так же и с транзисторами. Спаять на них схему мало. Надо еще уметь её настроить. Слишком много «подводных камней» и «граблей». А для этого зачастую требуется опыт отнюдь не начального уровня. Так что же, бросать увлекательное занятие? Отнюдь! Просто не надо бояться этих «треугольничков-прямоугольничков». С ними работать, оказывается, во многих случаях намного проще, чем с отдельными транзисторами. ЕСЛИ ЗНАТЬ - КАК!

Вот этим: пониманием, как работает операционный усилитель (ОУ, или по-английски OpAmp) мы сейчас и займемся. При этом будем рассматривать его работу буквально «на пальцах», практически не пользуясь никакими формулами, разве что кроме закона дедушки Ома: «Ток через участок цепи (I ) прямо пропорционален напряжению на нем (U ) и обратно пропорционален его сопротивлению (R )»:
I = U / R . (1)

Для начала, в принципе, не так уж и важно, как именно ОУ устроен внутри. Просто примем в качестве допущения, что он представляет собой «черный ящик» с какой-то там начинкой. На данном этапе не будем рассматривать и такие параметры ОУ, как «напряжение смещения», «напряжение сдвига», «температурный дрейф», «шумовые характеристики», «коэффициент подавления синфазной составляющей», «коэффициент подавления пульсаций напряжений питания», «полоса пропускания» и т.п. Все эти параметры будут важны на следующем этапе его изучения, когда в голове «улягутся» основные принципы его работы ибо «гладко было на бумаге, да забыли про овраги»…

Пока что просто допустим, что параметры ОУ близки к идеальным и рассмотрим, только то, какой сигнал будет на его выходе, если какие-то сигналы подавать на его входы.

Итак, операционный усилитель (ОУ) является дифференциальным усилителем постоянного тока с двумя входами (инвертирующим и неинвертирующим) и одним выходом. Кроме них ОУ имеет выводы питания: положительного и отрицательного. Эти пять выводов имеются в почти любом ОУ и принципиально необходимы для его работы.

ОУ имеет огромный коэффициент усиления, как минимум, 50000…100000, а реально - намного больше. Поэтому, в первом приближении, можно даже допустить, что он равен бесконечности.

Термин «дифференциальный» («different» переводится с английского как «разница», «различие», «разность») означает, что на выходной потенциал ОУ влияет исключительно разность потенциалов между его входами, независимо от их абсолютного значения и полярности.

Термин «постоянного тока» означает, что усиливает ОУ входные сигналы начиная от 0 Гц. Верхний диапазон частот (частотный диапазон), усиливаемых ОУ сигналов зависит от многих причин, таких, как частотные характеристики транзисторов, из которых он состоит, коэффициента усиления схемы, построенной с применением ОУ и т.п. Но этот вопрос уже выходит за рамки первичного ознакомления с его работой и рассматриваться здесь не будет.

Входы ОУ имеют очень большое входное сопротивление, равное десяткам/сотням МегаОм, а то и ГигаОм (и только в приснопамятных К140УД1, да еще в К140УД5 оно составляло всего 30…50 кОм). Столь большое сопротивление входов означает, что на входной сигнал они практически не влияют.

Поэтому с большой степенью приближения к теоретическому идеалу можно считать, что ток во входы ОУ не течет . Это - первое важное правило, которое применяется при анализе работы ОУ. Прошу хорошо запомнить, что оно касается только самого ОУ , а не схем с его применением!

Что же означают термины «инвертирующий» и «неинвертирующий»? По отношению к чему определяется инверсия и вообще, что это за «зверек» такой - инверсия сигнала?

В переводе с латинского одним из значений слова «inversio» является «оборачивание», «переворот». Иными словами, инверсия - это зеркальное отражение (отзеркаливание ) сигнала относительно горизонтальной оси Х (оси времени). На Рис. 1 показаны несколько из множества возможных вариантов инверсии сигнала, где красным цветом обозначен прямой (входной) сигнал и синим - проинвертированный (выходной).

Рис. 1 Понятие инверсии сигнала

Особо следует отметить, что к нулевой линии (как на Рис. 1, А, Б) инверсия сигнала не привязана ! Сигналы могут быть инверсными и асимметрично. Например, оба только в области положительных значений (Рис. 1, В), что характерно для цифровых сигналов или при однополярном питании (об этом речь идти будет дальше), или оба частично в положительной и частично - в отрицательной областях (Рис. 1, Б, Д). Возможны и другие варианты. Главным условием является их взаимная зеркальность относительно какого-то произвольным образом выбранного уровня (например, искусственной средней точки, о которой речь также будет вестись дальше). Иными словами, полярность сигнала тоже не является определяющим фактором.

Изображают ОУ на принципиальных схемах по-разному. За рубежом ОУ раньше изображались, да и сейчас очень часто изображаются в виде равнобедренного треугольника (Рис. 2, А). Инвертирующий вход - символом «минус», а неинвер­тирующий - символом «плюс» внутри треугольника. Эти символы совершенно не означают, что на соответствующих входах потенциал должен быть более положительным или более отрицательным, чем на другом. Они просто-напросто указывают, как реагирует потенциал выхода на потенциалы, подаваемые на входы. В итоге их легко спутать с выводами питания, что может оказаться неожиданными «граблями», особенно для начинающих.

Рис. 2 Варианты условных графических изображений (УГО)
операционных усилителей

В системе отечественных условных графических изображений (УГО) до вступления в силу ГОСТ 2.759-82 (СТ СЭВ 3336-81) ОУ также изображались в виде треугольника, только инвертирующий вход - символом инверсии - кружочком в месте пересе­чения вывода с треугольником (Рис.2, Б), а сейчас - в виде прямоугольника (Рис.2, В).

При обозначении ОУ на схемах инвертирующий и неинвертирующий входы можно менять местами, если так удобнее, однако, традиционно инвертирующий вход изображается вверху, а неинвертирующий - внизу. Выводы питания, как правило, всегда располагают единственным способом (положительный вверху, отрицательный - внизу).

ОУ почти всегда используются в схемах с отрицательной обратной связью (ООС).

Обратной связью называется эффект подачи части выходного напряжения усилителя на его вход, где оно алгебраически (с учетом знака) суммируется с входным напряжением. О принципе суммирования сигналов речь пойдет ниже. В зависимости от того, на какой вход ОУ, инвертирующий или неинвертирующий, подается ОС, различают отрицательную обратную связь (ООС), когда часть выходного сигнала подается на инвертирующий вход (Рис. 3, А) или положительную обратную связь (ПОС), когда часть выходного сигнала подается, соответственно, на неинвертирующий вход (Рис. 3, Б).

Рис. 3 Принцип формирования обратной связи (ОС)

В первом случае, поскольку выходной сигнал является инверсным по отношению ко входному, он вычитается из входного. В результате общее усиление каскада снижается. Во втором случае - суммируется со входным, общее усиление каскада повышается.

На первый взгляд может показаться, что ПОС имеет положительный эффект, а ООС - совершенно бесполезная затея: зачем же снижать усиление? Именно так и посчитали патентные эксперты США, когда в 1928 г. Гарольд С. Блэк попытался запатентовать ООС. Однако, жертвуя усилением, мы существенно улучшаем другие важные параметры схемы, как, например, её линейность, частотный диапазон и пр. Чем глубже ООС, тем меньше характеристики всей схемы зависят от характеристик ОУ.

А вот ПОС (учитывая собственное огромное усиление ОУ), имеет обратное влияние на характеристики схемы и самое неприятное - вызывает ее самовозбуждение. Она, конечно, тоже используется осознанно, например, в генераторах, компараторах с гистерезисом (подробно об этом - далее) и т.п., но в общем виде её влияние на работу усилительных схем с ОУ скорее негативное и требует очень тщательного и обоснованного анализа её применения.

Поскольку ОУ имеет два входа, то возможны такие основные виды его включения с использованием ООС (Рис. 4):

Рис. 4 Основные схемы включения ОУ

а) инвертирующее (Рис. 4, А) - сигнал подается на инвертирующий вход, а неинвертирующий подключается непосредственно к опорному потенциалу (не используется);

б) неинвертирующее (Рис. 4, Б) - сигнал подается на неинвертирующий вход, а инвертирующий подключается непосредственно к опорному потенциалу (не используется);

в) дифференциальное (Рис. 4, В) - сигналы подаются на оба входа, инвертирующий и неинвертирующий.

Для анализа работы этих схем следует учесть второе важнейшее правило , которому подчиняется работа ОУ: Выход операционного усилителя стремится к тому, чтобы разность напряжений между его входами была равна нулю .

Вместе с тем, любая формулировка должна быть необходимой и достаточной , чтобы ограничить всё подмножество подчиняющихся ей случаев. Приведенная выше формулировка, при всей её «классичности», не дает никакой информации о том, на какой же из входов «стремится повлиять» выход. Исходя из неё, получается, что вроде бы ОУ выравнивает напряжения на своих входах, подавая напряжение на них откуда-то «изнутри».

Если внимательно рассмотреть схемы на Рис. 4, можно заметить, что ООС (через Rоос) во всех случаях заведена с выхода только на инвертирующий вход, что дает нам основание переформулировать это правило следующим образом: Напряжение на выходе ОУ, охваченном ООС, стремится к тому, чтобы потенциал на инвертирующем входе уравнялся с потенциалом на неинвертирующем входе .

Исходя из этого определения, «ведущим» при любом включении ОУ с ООС является неинвертирующий вход, а «ведомым» - инвертирующий.

При описании работы ОУ потенциал на его инвертирующем входе часто называют «виртуальным нулем» или «виртуальной средней точкой». Перевод латинского слова «virtus» означает «воображаемый», «мнимый». Виртуальный объект ведет себя близко к поведению аналогичных объектов материальной реальности, т.е., для входных сигналов (за счет действия ООС) инвертирующий вход можно считать подключенным непосредственно к такому же потенциалу, к какому подключен и неинвертирующий вход. Однако, «виртуальный ноль» является всего лишь частным случаем, имеющим место только при двуполярном питании ОУ. При использовании однополярного питания (о чем будет вестись речь ниже), да и во многих других схемах включения, ни на неинвертирующем, ни на инвертирующем входах ноля не будет. Поэтому давайте договоримся, что этот термин мы применять не будем, поскольку он мешает начальному пониманию принципов работы ОУ.

Вот с этой точки зрения и разберем схемы, приведенные на Рис. 4. При этом, для упрощения анализа, примем, что напряжения питания всё-таки двуполярные, равные друг другу по величине (скажем, ± 15 В), со средней точкой (общая шина или «земля»), относительно которой и будем отсчитывать входные и выходные напряжения. Кроме того, анализ будет проводить по постоянному току, т.к. изменяющийся переменный сигнал в каждый момент времени тоже можно представить как выборку значений постоянного тока. Во всех случаях обратная связь через Rоос заведена с выхода ОУ на его инвертирующий вход. Различие заключается только в том, на какие из входов подается входное напряжение.

А) Инвертирующее включение (Рис. 5).

Рис. 5 Принцип работы ОУ в инвертирующем включении

Потенциал на неинвертирующем входе равен нулю, т.к. он подключен к средней точке («земле»). Входной сигнал, равный +1 В относительно средней точки (от GB) подан на левый вывод входного резистора Rвх. Допустим, что сопротивления Rоос и Rвх равны друг другу и составляют 1 кОм (в сумме их сопротивление равно 2 кОм).

Согласно Правилу 2, на инвертирующем входе должно быть такой же потенциал, как и на зануленном неинвертирующем, т.е., 0 В. Следовательно, к Rвх приложено напряжение +1 В. Согласно закону Ома по нему будет протекать ток I вх. = 1 В / 1000 Ом = 0,001 А (1 мА). Направление протекания этого тока показано стрелкой.

Поскольку Rоос и Rвх включены делителем, а согласно Правилу 1 входы ОУ тока не потребляют, то для того, чтобы в средней точке этого делителя напряжение составляло 0 В, к правому выводу Rоос должно быть приложено напряжение минус 1 В, а протекающий по нему ток I оос также должен быть равен 1 мА. Иными словами, между левым выводом Rвх и правым выводом Rоос приложено напряжение 2 В, а ток, протекающий по этому делителю равен 1 мА (2 В / (1 кОм + 1 кОм) = 1 мА), т.е. I вх. = I оос .

Если на вход подать напряжение отрицательной полярности, на выходе ОУ будет напряжение положительной полярности. Всё то же самое, только стрелки, показывающие протекание тока через Rоос и Rвх будут направлены в противоположную сторону.

Таким образом, при равенстве номиналов Rоос и Rвх, напряжение на выходе ОУ будет равно напряжению на его входе по величине, но инверсное по полярности. И мы получили инвертирующий повторитель . Эта схема нередко применяется, если нужно проинвертировать сигнал, полученный с помощью схем, принципиально являющихся инверторами. Например, логарифмических усилителей.

Теперь давайте, сохранив номинал Rвх, равным 1 кОм, увеличим сопротивление Rоос до 2 кОм при том же входном сигнале +1 В. Общее сопротивление делителя Rоос+Rвх увеличилось до 3 кОм. Чтобы в его средней точке остался потенциал 0 В (равный потенциалу неинвертирующего входа), через Rоос должен протекать тот же ток (1 мА), что и через Rвх. Следовательно, падение напряжения на Rоос (напряжение на выходе ОУ) должно составлять уже 2 В. На выходе ОУ напряжение равно минус 2 В.

Увеличим номинал Rоос до 10 кОм. Теперь напряжение на выходе ОУ при тех же остальных условиях составит уже 10 В. Во-о-от! Наконец-то мы получили инвертирующий усилитель ! Его выходное напряжение больше входного (иными словами, коэффициент усиления Ку) во столько раз, во сколько раз сопротивление Rоос больше, чем сопротивление Rвх. Как я ни зарекался не применять формулы, давайте всё-таки отобразим это в виде уравнения:
Ку = – Uвых / Uвх = – Rоос / Rвх. (2)

Знак минус перед дробью правой части уравнения означает только то, что выходной сигнал инверсен по отношению ко входному. И ничего более!

А теперь давайте увеличим сопротивление Rоос до 20 кОм и проанализируем, что получится. Согласно формулы (2) при Ку = 20 и входном сигнале 1 В на выходе должно было бы быть напряжение 20 В. Ан не тут-то было! Мы же ранее приняли допущение, что напряжение питания нашего ОУ составляет всего ± 15 В. Но даже 15 В получить не удастся (почему так - чуть ниже). «Выше головы (напряжения питания) не прыгнешь»! В итоге такого надругательства над номиналами схемы выходное напряжение ОУ «упирается» в напряжение питания (выход ОУ входит в насыщение). Баланс равенства токов через делитель RоосRвх (I вх. = I оос ) нарушается, на инвертирующем входе появляется потенциал, отличный от потенциала на неинвертирующем входе. Правило 2 перестает действовать.

Входное сопротивление инвертирующего усилителя равно сопротивлению Rвх, поскольку через него протекает весь ток от источника входного сигнала (GB).

Теперь давайте заменим постоянный Rоос на переменный, с номиналом, скажем 10 кОм (Рис. 6).

Рис. 6 Схема инвертирующего усилителя с переменным усилением

При правом (по схеме) положении его движка усиление будет составлять Rоос / Rвх = 10 кОм / 1 кОм = 10. Перемещая движок Rоос влево (уменьшая его сопротивление) усиление схемы будет снижаться и, наконец, при крайнем левом его положении станет равным нулю, поскольку числитель в приведенной выше формуле станет равным нулю при любом значении знаменателя. На выходе будет ноль также при любом значении и полярности входного сигнала. Такая схема часто применяется в схемах усиления звуковых сигналов, например, в микшерах, где приходится регулировать усиление от нуля.

Б) Неинвертирующее включение (Рис. 7).

Рис. 7 Принцип работы ОУ в неинвертирующем включении

Левый вывод Rвх подключен к средней точке («земле»), а входной сигнал, равный +1 В подан прямо на неинвертирующий вход. Поскольку нюансы анализа «разжеваны» выше, здесь будем уделять внимание только существенным отличиям.

На первом этапе анализа также примем сопротивления Rоос и Rвх равными друг другу и составляющими 1 кОм. Т.к. на неинвертирующем входе потенциал составляет +1 В, то по Правилу 2 такой же потенциал (+1 В) должен быть и на инвертирующем входе (показано на рисунке). Для этого на правом выводе резистора Rоос (выходе ОУ) должно быть напряжение +2 В. Токи I вх. и I оос , равные 1 мА, текут теперь через резисторы Rоос и Rвх в обратном направлении (показаны стрелками). У нас получился неинвертирующий усилитель с усилением, равным 2, поскольку входной сигнал, равный +1 В формирует выходной сигнал, равный +2 В.

Странно, не так ли? Номиналы те же, что и в инвертирующем включении (различие только в том, что сигнал подан на другой вход), а усиление налицо. Разберемся в этом чуть позже.

Теперь увеличиваем номинал Rоос до 2 кОм. Чтобы сохранить баланс токов I вх. = I оос и потенциал инвертирующего входа +1 В, на выходе ОУ должно быть уже +3 В. Ку = 3 В / 1 В = 3!

Если сравнить значения Ку при неинвертирующем включении с инвертирующим, при тех же номиналах Rоос и Rвх, то получается что коэффициент усиления во всех случаях больше на единицу. Выводим формулу:
Ку = Uвых / Uвх + 1 = (Rоос / Rвх) + 1 (3)

Почему же так происходит? Да очень просто! ООС действует точно так же, как и при инвертирующем включении, но согласно Правилу 2, к потенциалу инвертирующего входа в неинвертирующем включении всегда прибавляется потенциал неинвертирующего входа.

Так что же, при неинвертирующем включении нельзя получить усиление, равное 1? Почему же нельзя - можно. Давайте уменьшать номинал Rоос, аналогично тому, как мы анализировали Рис. 6. При его нулевом значении - перемыкании выхода с инвертирующем входом накоротко (Рис. 8, А), согласно Правилу 2, на выходе будет такое напряжение, чтобы потенциал инвертирующего входа был равен потенциалу неинвертирующего входа, т.е., +1 В. Получаем: Ку = 1 В / 1 В = 1 (!) Ну, а поскольку инвертирующий вход тока не потребляет и разности потенциалов между ним и выходом нет, то и никакой ток в этой цепи не протекает.

Рис. 8 Схема включения ОУ, как повторителя напряжения

Rвх становится вообще лишним, т.к. он подключается параллельно нагрузке, на которую должен работать выход ОУ и через него совершенно зря будет протекать его выходной ток. А что будет, если оставить Rоос, но убрать Rвх (Рис. 8, Б)? Тогда в формуле усиления Ку = Rоос / Rвх + 1 сопротивление Rвх теоретически становится близким к бесконечности (в реальности, конечно же, нет, т.к. существуют утечки по плате, да и входной ток ОУ хоть и пренебрежимо мал, но нулю всё-таки не равен), при чем соотношение Rоос / Rвх приравнивается к нулю. В формуле остается только единица: Ку = + 1. А усиление меньше единицы для этой схемы можно получить? Нет, меньше не получится ни при каких обстоятельствах. «Лишнюю» единицу в формуле усиления на кривой козе не объедешь…

После того, как мы убрали все «лишние» резисторы, получается схема неинвертирующего повторителя , показанная на Рис. 8, В.

На первый взгляд, такая схема не имеет практического смысла: зачем нужно единичное да еще и неинверсное «усиление» - что, нельзя просто подать сигнал дальше??? Однако, такие схемы применяются довольно часто и вот почему. Согласно Правилу 1 ток во входы ОУ не течет, т.е., входное сопротивление неинвертирующего повторителя очень большое - те самые десятки, сотни и даже тысячи МОм (это же относится и к схеме по Рис. 7)! А вот выходное сопротивление очень малое (доли Ома!). Выход ОУ «пыхтит изо всех сил», стараясь, согласно Правилу 2, поддержать на инвертирующем входе такой же потенциал, как и на неинвертирующем. Ограничением является только допустимый выходной ток ОУ.

А вот с этого места мы немного вильнем в сторону и рассмотрим вопрос выходных токов ОУ чуть подробнее.

Для большинства ОУ широкого применения в технических параметрах указано, что сопротивление нагрузки, подключенной к их выходу, не должно быть меньше 2 кОм. Больше - сколько угодно. Для намного меньшего числа оно составляет 1 кОм (К140УД…). Это значит, что при наихудших условиях: максимальном напряжении питания (например, ±16 В или суммарно 32 В), нагрузкой, подключенной между выходом и одной из шин питания и максимальном выходном напряжении противоположной полярности, к нагрузке будет приложено напряжение около 30 В. При этом ток через нее составит: 30 В / 2000 Ом = 0,015 А (15 мА). Не так, чтобы мало, но и не особо много. К счастью, большинство ОУ широкого применения имеют встроенную защиту от превышения выходного тока - типичное значение максимального выходного тока составляет 25 мА. Защита предотвращает перегрев и выход ОУ из строя.

Если напряжения питания не максимально допустимые, то минимальное сопротивление нагрузки можно пропорционально уменьшать. Скажем, при питании 7,5…8 В (суммарно 15…16 В) оно может составлять 1 кОм.

В) Дифференциальное включение (Рис. 9).

Рис. 9 Принцип работы ОУ в дифференциальном включении

Итак, допустим, что при одинаковых номиналах Rвх и Rоос, равных 1 кОм, на оба входа схемы поданы одинаковые напряжения, равные +1 В (Рис. 9, А). Поскольку потенциалы с обеих сторон резистора Rвх равны друг другу (напряжения на резисторе равно 0), ток через него не протекает. А значит, равен нулю и ток через резистор Rоос. Т.е., эти два резистора никакой функции не выполняют. По сути, мы фактически получили неинвертирующий повторитель (сравните с Рис. 8). Соответственно, на выходе получим такое же напряжение, как и на неинвертирующем входе, т.е., +1 В. Поменяем полярность входного сигнала на инвертирующем входе схемы (перевернем GB1) и подадим минус 1 В (Рис. 9, Б). Теперь между выводами Rвх приложено напряжение 2 В и через него течет ток I вх = 2 мА (надеюсь, что подробно расписывать, почему так - уже не нужно?). Для того, чтобы скомпенсировать этот ток, через Rоос тоже должен протекать ток, равный 2 мА. А для этого на выходе ОУ должно быть напряжение +3 В.

Вот где проявился ехидный «оскал» дополнительной единички в формуле коэффициента усиления неинвертирующего усилителя. Получается, что при таком упрощенном дифференциальном включении разница в коэффициентах усиления постоянно сдвигает выходной сигнал на величину потенциала на неинвертирующем входе. Проблема-с! Однако, «Даже если вас съели - у вас всё равно остаётся как минимум два выхода». Значит, нам каким-то образом надо уравнять коэффициенты усиления инвертирующего и неинвертирующего включений, чтобы «нейтрализовать» эту лишнюю единичку.

Для этого подадим входной сигнал на неинвертирующий вход не напрямую, а через делитель Rвх2, R1 (Рис. 9, В). Примем их номиналы также по 1 кОм. Теперь на неинвертирующем (а значит, и на инвертирующем тоже) входе ОУ будет потенциал +0,5 В, через него (и Rоос) будет протекать ток I вх = I оос = 0,5 мА, для обеспечения которого на выходе ОУ должно быть напряжение, равное 0 В. Фу-у-ух! Мы добились, чего хотели! При равных по величине и полярности сигналах на обеих входах схемы (в данном случае +1 В, но то же самое будет справедливо и для минус 1 В и для любых иных цифровых значений), на выходе ОУ будет сохраняться нулевое напряжение, равное разнице входных сигналов.

Проверим это рассуждение, подав на инвертирующий вход сигнал отрицательной полярности минус 1 В (Рис. 9, Г). При этом I вх = I оос = 2 мА, для чего на выходе должно быть +2 В. Всё подтвердилось! Уровень выходного сигнала соответствует разнице между входными.

Конечно, при равенстве Rвх1 и Rоос (соответственно, Rвх2 и R1) усиления мы не получим. Для этого нужно увеличить номиналы Rоос и R1, как это делали при анализе предыдущих включений ОУ (не буду повторяться), причем должно строго соблюдаться соотношение:

Rоос / Rвх1 = R1 / Rвх2. (4)

Что же полезного мы получаем от такого включения практически? А получаем мы замечательное свойство: выходное напряжение не зависит от абсолютных значений входных сигналов, если они равны друг другу по величине и полярности. На выход поступает только разностный (дифференциальный) сигнал. Это позволяет усиливать очень малые сигналы на фоне помехи, одинаково действующей на оба входа. Например, сигнал с динамического микрофона на фоне наводки сети промышленной частоты 50 Гц.

Однако, в этой бочке меда, к сожалению, присутствует ложка дегтя. Во-первых, равенство (4) должно соблюдаться очень строго (вплоть до десятых а иногда и сотых процента!). Иначе возникнет разбаланс токов, действующих в схеме, а следовательно, кроме разностных («противофазных») сигналов будут усиливаться и сочетанные («синфазные») сигналы.

Давайте, разберемся с сущностью этих терминов (Рис. 10).

Рис. 10 Сдвиг фазы сигнала

Фаза сигнала - это величина, характеризующая смещение начала отсчета периода сигнала относительно начала отсчета времени. Поскольку и начало отсчета времени, и начало отсчета периода выбираются произвольно, фаза одного периодического сигнала физическим смыслом не обладает. Однако разность фаз двух периодических сигналов - это величина, имеющая физический смысл, она отражает запаздывание одного из сигналов относительно другого. Что считать началом периода, не имеет никакого значения. За точку начала периода можно взять нулевое значение с положительным наклоном. Можно - максимум. Всё в нашей власти.

На Рис. 9 красным обозначен исходный сигнал, зеленым - сдвинутый на ¼ периода относительно исходного и синим - на ½ периода. Если сравнить красную и синюю кривые с кривыми на Рис. 2, Б, то можно заметить, что они взаимно инверсны . Т.о., «синфазные сигналы» - это сигналы, совпадающие друг с другом в каждой своей точке, а «противофазные сигналы» - инверсные друг относительно друга.

В то же время, понятие инверсии более широкое, чем понятие фазы , т.к. последнее применимо только к регулярно повторяющимся, периодическим сигналам. А понятие инверсии применимо к любым сигналам, в том числе и непериодическим, как, например, звуковой сигнал, цифровая последовательность, либо постоянное напряжение. Чтобы фаза была состоятельной величиной, сигнал должен быть периодическим хотя бы на некотором интервале. В противном случае, и фаза и период превращаются в математические абстракции.

Во-вторых, инвертирующий и неинвертирующий входы в дифференциальном включении при равенстве номиналов Rоос = R1 и Rвх1 = Rвх2 будут иметь различные входные сопротивления. Если входное сопротивление инвертирующего входа определяется только номиналом Rвх1, то неинвертирующего - номиналами последовательно включенных Rвх2 и R1 (ещё не забыли, что входы ОУ тока не потребляют?). В приведенном выше примере они будут составлять, соответственно, 1 и 2 кОм. А если мы увеличим Rоос и R1 для получения полноценного усилительного каскада, то разница возрастет еще существеннее: при Ку = 10 - до, соответственно, всё того же 1 кОм и целых 11 кОм!

К сожалению, на практике обычно ставят номиналы Rвх1 = Rвх2 и Rоос = R1. Однако, это приемлемо, только если источники сигнала для обоих входов имеют очень низкое выходное сопротивление . Иначе оно образует делитель с входным сопротивлением данного усилительного каскада, а поскольку коэффициент деления таких «делителей» будет разным, то и результат очевиден: дифференциальный усилитель с такими номиналами резисторов не будет выполнять своей функции подавления синфазных (сочетанных) сигналов, либо выполнять эту функцию плохо.

Одним из путей решения данной проблемы может быть неравенство номиналов резисторов, подключенных к инвертирующему и неинвертирующему входам ОУ. А именно, чтобы Rвх2 + R1 = Rвх1. Ещё одним важным моментом является достижение точного соблюдения равенства (4). Как правило, этого добиваются путем разбиения R1 на два резистора - постоянный, обычно составляющий 90% от нужного номинала и переменный (R2), сопротивление которого составляет 20% от нужного номинала (Рис. 11, А).

Рис. 11 Варианты балансировки дифференциального усилителя

Путь общепринятый, но опять же, при таком способе балансировки пусть и немного, но изменяется входное сопротивление неинвертирующего входа. Намного стабильнее вариант с включением подстроечного резистора (R5) последовательно с Rоос (Рис. 11, Б), поскольку Rоос в формировании входного сопротивления инвертирующего входа участия не принимает. Главное - сохранить соотношения их номиналов, аналогично варианту «А» (Rоос / Rвх1 = R1 / Rвх2).

Коль скоро мы повели речь о дифференциальном включении и упомянули повторители, хотелось бы описать одну интересную схемку (Рис. 12).

Рис. 12 Схема переключаемого инвертирующего/неинвертирующего повторителя

Входной сигнал подается одновременно на оба входа схемы (инвертирующий и неинвертирующий). Номиналы всех резисторов (Rвх1, Rвх2 и Rоос) равны друг другу (в данном случае возьмем их реальные значения: 10…100 кОм). Неинвертирующий вход ОУ ключом SA может замыкаться на общую шину.

В замкнутом положении ключа (Рис. 12, А) резистор Rвх2 в работе схемы не участвует (через него только «бесполезно» течет ток I вх2 от источника сигнала на общую шину). Получаем инвертирующий повторитель с усилением равным минус 1 (см. Рис. 6). А вот при разомкнутом положении ключа SA (Рис. 12, Б) получаем неинвертирующий повторитель с усилением равным +1.

Принцип работы этой схемы можно выразить и несколько по-другому. При замкнутом ключе SA она работает как инвертирующий усилитель с усилением, равным минус 1, а при разомкнутом - одновременно (!) и как инвертирующий усилитель с усилением, минус 1, и как неинвертирующий усилитель с усилением +2, откуда: Ку = +2 + (–1) = +1.

В таком виде эту схему можно использовать, если, например, на этапе проектирования неизвестна полярность входного сигнала (скажем, от датчика, к которому нет доступа до начала наладки устройства). Если же в качестве ключа использовать транзистор (например, полевой), управляемый от входного сигнала с помощью компаратора (о нем речь будет вестись ниже), то получим синхронный детектор (синхронный выпрямитель). Конкретная реализация такой схемы, конечно же, выходит за рамки начального ознакомления с работой ОУ и мы её здесь опять же подробно рассматривать не будем.

А теперь давайте рассмотрим принцип суммирования входных сигналов (Рис. 13, А), а заодно разберемся, какие же номиналы резисторов Rвх и Rоос должны быть в реальности.

Рис. 13 Принцип работы инвертирующего сумматора

Берем за основу уже рассмотренный выше инвертирующий усилитель (Рис. 5), только ко входу ОУ подключаем не один, а два входных резистора Rвх1 и Rвх2. Пока что, в «учебных» целях, принимаем сопротивления всех резисторов, включая Rоос, равными 1 кОм. На левые выводы Rвх1 и Rвх2 подаем входные сигналы, равные +1 В. Через эти резисторы протекают токи, равные 1 мА (показаны стрелками, направленными слева направо). Для поддержания на инвертирующем входе такого же потенциала, как и на неинвертирующем (0 В), через резистор Rоос должен протекать ток, равный сумме входных токов (1 мА +1 мА = 2 мА), показанный стрелкой, направленной в противоположном направлении (справа налево), для чего на выходе ОУ должно быть напряжение минус 2 В.

Тот же самый результат (выходное напряжение минус 2 В) можно получить, если на вход инвертирующего усилителя (Рис. 5) подать напряжение +2 В, либо номинал Rвх уменьшить вдвое, т.е. до 500 Ом. Увеличим напряжение, приложенное к резистору Rвх2 до +2 В (Рис. 13, Б). На выходе получим напряжение минус 3 В, что равно сумме входных напряжений.

Входов может быть не два, а сколь угодно много. Принцип работы данной схемы от этого не изменится: выходное напряжение в любом случае будет прямо пропорционально алгебраической сумме (с учетом знака!) токов, проходящих через резисторы, подключенные к инвертирующему входу ОУ (обратно пропорционально их номиналам), независимо от их количества.

Если же, на входы инвертирующего сумматора подать сигналы, равные +1 В и минус 1 В (Рис. 13, В), то протекающие через них токи будут разнонаправлены, они взаимно скомпенсируются и на выходе будет 0 В. Через резистор Rоос в таком случае ток протекать не будет. Иными словами, ток, протекающий по Rоос, алгебраически суммируется со входными токами.

Отсюда также проистекает важный момент: пока мы оперировали небольшими входными напряжениями (1…3 В), выход ОУ широкого применения вполне мог обеспечить такой ток (1…3 мА) для Rоос и что-то ещё оставалось для нагрузки, подключенной к выходу ОУ. Но если напряжения входных сигналов увеличить до максимально допустимых (близких к напряжениям питания), то получается, что весь выходной ток уйдет в Rоос. Для нагрузки ничего не останется. А кому нужен усилительный каскад, который работает «сам на себя»? Кроме того, номиналы входных резисторов, равные всего 1 кОм (соответственно, определяющие входное сопротивление инвертирующего усилительного каскада), требуют протекания по ним чрезмерно больших токов, сильно нагружающих источник сигнала. Поэтому в реальных схемах сопротивление Rвх выбирается не менее 10 кОм, но и желательно не более 100 кОм, чтобы при заданном коэффициенте усиления не ставить Rоос слишком большого номинала. Хотя эти величины и не являются абсолютными, а только прикидочными, как говорится, «в первом приближении» - всё зависит от конкретной схемы. В любом случае нежелательно, чтобы через Rоос протекал ток, превышающий 5…10% максимального выходного тока данного конкретного ОУ.

Суммируемые сигналы можно подавать и на неинвертирующий вход. Получается неинвертирующий сумматор . Принципиально такая схема будет работать точно так же, как и инвертирующий сумматор, на выходе которого будет сигнал, прямо пропорциональный входным напряжениям и обратно пропорциональный номиналам входных резисторов. Однако практически она используется намного реже, т.к. содержит «грабли», которые следует учитывать.

Поскольку Правило 2 действует только для инвертирующего входа, на котором действует «виртуальный потенциал нуля», то на неинвертирующем будет потенциал, равный алгебраической сумме входных напряжений. Следовательно, входное напряжение, имеющееся на одном из входов, будет влиять на напряжение, поступающее на другие входы. «Виртуального потенциала» ведь на неинвертирующем входе нет! В итоге приходится применять дополнительные схемотехнические ухищрения.

До сих пор мы рассматривали схемы на ОУ с ООС. А что будет, если обратную связь убрать вообще? В таком случае мы получаем компаратор (Рис. 14), т.е., устройство, сравнивающее по абсолютному значению два потенциала на своих входах (от английского слова compare - сравнивать). На его выходе будет напряжение, приближающееся к одному из напряжений питания в зависимости от того, какой из сигналов больше другого. Обычно входной сигнал подается на один из входов, а на другой - постоянное напряжение, с которым он сравнивается (т.н. «опорное напряжение»). Оно может быть любым, в том числе и равным нулевому потенциалу (Рис. 14, Б).

Рис. 14 Схема включения ОУ как компаратора

Однако, не всё так хорошо «в королевстве Датском»… А что произойдет, если напряжение между входами будет равно нулю? По идее, на выходе тоже должен быть ноль, но в реальности - никогда . Если потенциал на одном из входов хоть на чуть-чуть перевесит потенциал другого, то уже этого будет достаточно, чтобы на выходе возникли хаотические скачки напряжения из-за случайных возмущений, наводящихся на входы компаратора.

В реальности любой сигнал является «зашумленным», т.к. идеала не может быть по определению. И в области, близкой к точке равенства потенциалов входов, на выходе компаратора появится пачка выходных сигналов вместо одного четкого переключения. Для борьбы с этим явлением в схему компаратора часто вводят гистерезис путем создания слабой положительной ПОС с выхода на неинвертирующий вход (Рис. 15).

Рис. 15 Принцип действия гистерезиса в компараторе за счет ПОС

Проанализируем работу этой схемы. Напряжения её питания составляют ±10 В (для ровного счета). Сопротивление Rвх равно 1 кОм, а Rпос - 10 кОм. В качестве опорного напряжения, поступающего на инвертирующий вход, выбран потенциал средней точки. Красной кривой показан входной сигнал, поступающий на левый вывод Rвх (вход схемы компаратора), синей - потенциал на неинвертирующем входе ОУ и зеленой - выходной сигнал.

Пока входной сигнал имеет отрицательную полярность, на выходе - отрицательное напряжение, которое через Rпос суммируется с входным напряжением обратно пропорционально номиналам соответствующих резисторов. В результате потенциал неинвертирующего входа во всем диапазоне отрицательных значений на 1 В (по абсолютному значению) превышает уровень входного сигнала. Как только потенциал неинвертирующего входа уравняется с потенциалом инвертирующего (для входного сигнала это будет составлять + 1 В), напряжение на выходе ОУ начнет переключаться с отрицательной полярности в положительную. Суммарный потенциал на неинвертирующем входе начнет лавинообразно становиться ещё более положительным, поддерживая процесс такого переключения. В итоге незначительные шумовые колебания входного и опорного сигналов компаратор просто «не заметит», поскольку они будут на много порядков меньшими по амплитуде, чем описанная «ступенька» потенциала на неинвертирующем входе при переключении.

При снижении входного сигнала обратное переключение выходного сигнала компаратора произойдет при входном напряжении минус 1 В. Вот эта разница между уровнями входного сигнала, ведущими к переключению выхода компаратора, равная в нашем случае суммарно 2 В, и называется гистерезисом . Чем больше сопротивление Rпос по отношению к Rвх (меньше глубина ПОС), тем меньший гистерезис переключения. Так, при Rпос = 100 кОм он будет составлять всего 0,2 В, а при Rпос = 1 Мом - 0,02 В (20 мВ). Выбирается гистерезис (глубина ПОС), исходя из реальных условий функционирования компаратора в конкретной схеме. В какой и 10 мВ будет много, а в какой - и 2 В мало.

К сожалению, не каждый ОУ и не во всех случаях можно использовать в качестве компаратора . Выпускаются специализированные микросхемы компараторов, предназначенные для согласования между аналоговыми и цифровыми сигналами. Часть из них специализирована для подключения к цифровым ТТЛ-микросхемам (597СА2), часть - цифровым ЭСЛ-микросхемам (597СА1), однако большинство является т.н. «компараторами широкого применения» (LM393/LM339/К554СА3/К597СА3). Их основное отличие от ОУ заключается в особом устройстве выходного каскада, который выполнен на транзисторе с открытым коллектором (Рис. 16).

Рис. 16 Выходной каскад компараторов широкого применения
и его подключение к нагрузочному резистору

Это требует обязательного применения внешнего нагрузочного резистора (R1), без которого выходной сигнал просто физически не способен сформировать высокий (положительный) выходной уровень. Напряжение +U2, к которому подключается нагрузочный резистор, может быть иным, чем напряжение питания +U1 самой микросхемы компаратора. Это позволяет простыми средствами обеспечить выходной сигнал нужного уровня - будь он ТТЛ или КМОП.

Примечание В большинстве компараторов, примером которых могут быть сдвоенные LM393 (LM193/LM293) или точно такие же по схемотехнике, но счетверенные LM339 (LM139/LM239), эмиттер транзистора выходного каскада соединен с минусовым выводом питания, что несколько ограничивает область их применения. В этой связи хотел бы обратить внимание на компаратор LM31 (LM111/LM211), аналогом которого является отечественный 521/554СА3, в котором отдельно выведены как коллектор, так и эмиттер выходного транзистора, которые можно подключать к иным напряжениям, чем напряжения питания самого компаратора. Единственным и относительным его недостатком является только то, что в 8-выводном (иногда в 14 выводном) корпусе он всего лишь один.

До сих пор мы рассматривали схемы, в которых входной сигнал поступал на вход(ы) через Rвх, т.е. все они являлись преобразователями входного напряжения в выходное напряжение же. При этом входной ток протекал через Rвх. А что будет, если его сопротивление принять равным нулю? Работать схема будет точно так же, как и рассмотренный выше инвертирующий усилитель, только в качестве Rвх будет служить выходное сопротивление источника сигнала (Rвых), а мы получим преобразователь входного тока в выходное напряжение (Рис. 17).

Рис. 17 Схема преобразователя тока в напряжение на ОУ

Поскольку на инвертирующем входе потенциал такой же, как и на неинвертирующем (в данном случае равен «виртуальному нулю»), весь входной ток (I вх ) будет протекать через Rоос между выходом источника сигнала (G) и выходом ОУ. Входное сопротивление такой схемы близко к нулевому, что позволяет строить на ее основе микро/миллиамперметры, практически не влияющие на ток, протекающий по измеряемой цепи. Пожалуй, единственным ограничением является допустимый диапазон входных напряжений ОУ, который не следует превышать. С её помощью можно построить также, например, линейный преобразователь тока фотодиода в напряжение и множество других схем.

Мы рассмотрели основные принципы функционирования ОУ в различных схемах его включения. Остался один важный вопрос: их питание .

Как было сказано выше, ОУ типично имеет всего 5 выводов: два входа, выход и два вывода питания, положительного и отрицательного. В общем случае используется двуполярное питание, то есть источник питания имеет три вывода с потенциалами: +U; 0; –U.

Еще раз внимательно рассмотрим все приведенные выше рисунки и увидим, что отдельного вывода средней точки в ОУ НЕТ ! Для работы их внутренней схемы она просто не нужна. На некоторых схемах со средней точкой соединялся неинвертирующий вход, однако, это не является правилом.

Следовательно, подавляющее большинство современных ОУ предназначены для питания ОДНОПОЛЯРНЫМ напряжением! Возникает закономерный вопрос: «А зачем же тогда нужно двуполярное питание», если мы так упорно и с завидным постоянством изображали его на рисунках?

Оказывается, оно просто очень удобно для практических целей по следующим причинам:

А) Для обеспечения достаточного тока и размаха выходного напряжения через нагрузку (Рис. 18).

Рис. 18 Протекание выходного тока через нагрузку при различных вариантах питании ОУ

Пока что не будем рассматривать входные (и ООС) цепи схем, изображенных на рисунке («чёрный ящик»). Примем, как данность, что на вход подается какой-то входной синусоидальный сигнал (черная синусоида на графиках) и на выходе получается такой же синусоидальный сигнал, усиленный по отношению ко входному цветная синусоида на графиках).

При подключении нагрузки Rнагр. между выходом ОУ и средней точки соединения источников питания (GB1 и GB2) - Рис. 18, А, ток через нагрузку протекает симметрично относительно средней точки (соответственно, красная и синяя полуволны), а его амплитуда максимальна и амплитуда напряжения на Rнагр. также максимально возможна - она может достигать почти напряжений питания. Ток от источника питания соответствующей полярности замыкается через ОУ, Rнагр. и источник питания (красная и синяя линии, показывающие протекание тока в соответствующем направлении).

Поскольку внутреннее сопротивление источников питания ОУ весьма мало, ток, проходящий через нагрузку, ограничен только её сопротивлением и максимальным выходным током ОУ, которое типично составляет 25 мА.

При питании ОУ однополярным напряжением в качестве общей шины выбирается обычно отрицательный (минусовый) полюс источника питания, к которому и подключается второй вывод нагрузки (Рис. 18, Б). Теперь ток через нагрузку может протекать только в одном направлении (показано красной линией), второму направлению просто неоткуда взяться. Иными словами, ток через нагрузку становится асимметричным (пульсирующим).

Однозначно утверждать, что такой вариант плох, нельзя. Если нагрузкой является, скажем, динамическая головка, то для неё это плохо однозначно. Однако, существует множество применений, когда подключение нагрузки между выходом ОУ и одной из шин питания (как правило, отрицательной полярности), не только допустимо, но и единственно возможно.

Если же всё-таки нужно обеспечить симметрию протекания тока через нагрузку при однополярном питании, то приходится гальванически развязывать её от выхода ОУ гальванически конденсатором С1 (Рис. 18, В).

Б) Для обеспечения нужного тока инвертирующего входа, а также привязки входных сигналов к какому-то произвольно выбранному уровню, принимаемому за опорный (нулевой) - задания режима работы ОУ по постоянному току (Рис. 19).

Рис. 19 Подключение источника входного сигнала при различных вариантах питания ОУ

Теперь рассмотрим варианты подключения источников входных сигналов, исключив из рассмотрения подключение нагрузки.

Подключение инвертирующего и неинвертирующего входов к средней точке соединения источников питания (Рис. 19, А) было рассмотрено при анализе приведенных ранее схем. Если неинвертирующий вход тока не потребляет и просто принимает потенциал средней точки, то через источник сигнала (G) и Rвх, включенные последовательно, ток-то протекает, замыкаясь через соответствующий источник питания! А поскольку их внутренние сопротивления пренебрежимо малы по сравнению со входным током (на много порядков меньше, чем Rвх), то и влияния на напряжения питания он практически не оказывает.

Таким образом, при однополярном питании ОУ, можно совершенно спокойно сформировать потенциал, подаваемый на его неинвертирующий вход, с помощью делителя R1R2 (Рис. 19, Б, В). Типичные номиналы резисторов этого делителя составляют 10…100 кОм, причем нижний (подключенный к общей минусовой шине) крайне желательно зашунтировать конденсатором на 10…22 мкф, чтобы существенно снизить влияние пульсаций напряжения питания на потенциал такой искусственной средней точки .

А вот источник сигнала (G) к этой искусственной средней точке подключать крайне нежелательно всё из-за того же входного тока. Давайте прикинем. Даже при номиналах делителя R1R2 = 10 кОм и Rвх = 10…100 кОм, входной ток I вх составит в лучшем случае 1/10, а в худшем - до 100% тока, проходящего через делитель. Следовательно, на столько же будет «плавать» потенциал на неинвертирующем входе в сочетании (синфазно) с входным сигналом.

Чтобы устранить взаимовлияние входов друг на друга при усилении сигналов постоянного тока при таком включении, для источника сигнала следует организовать отдельный потенциал искусственной средней точки, формируемый резисторами R3R4 (Рис. 19, Б), либо, если усиливается сигнал переменного тока, гальванически развязать источник сигнала от инвертирующего входа конденсатором С2 (Рис. 19, В).

Следует отметить, что в приведенных выше схемах (Рис. 18, 19) мы по умолчанию приняли допущение, что выходной сигнал должен быть симметричным относительно либо средней точки источников питания, либо искусственной средней точки. В реальности это нужно не всегда. Довольно часто нужно, чтобы выходной сигнал имел преимущественно либо положительную, либо отрицательную полярность. Поэтому совершенно не обязательно, чтобы положительная и отрицательная полярности источника питания были равны по абсолютному значению. Одно из них может быть значительно меньше по абсолютному значению, чем другое - только таким, чтобы обеспечить нормальное функционирование ОУ.

Возникает закономерный вопрос: «А каким именно»? Чтобы ответить на него, коротко рассмотрим допустимые диапазоны напряжений входных и выходного сигналов ОУ.

У любого ОУ потенциал на выходе не может быть выше, чем потенциал положительной шины питания и ниже, чем потенциал отрицательной шины питания. Иными словами, выходное напряжение не может выйти за пределы питающих напряжений. Например, для ОУ OPA277 выходное напряжение при сопротивлении нагрузки 10 кОм меньше напряжения положительной шины питания на 2 В и отрицательной шины питания - на 0,5 В. Ширина этих «мертвых зон» выходного напряжения, которых не может достичь выход ОУ, зависит от ряда факторов, таких, как схемотехника выходного каскада, сопротивление нагрузки и др.). Существуют ОУ, у которых мертвые зоны минимальны, например, по 50 мВ до напряжения шин питания при нагрузке 10 кОм (для OPA340), эта особенность ОУ называется «rail-to-rail» (R2R).

С другой стороны, для ОУ широкого применения входные сигналы также не должны превышать напряжения питания, а для некоторых - быть меньше их на 1,5…2 В. Однако, существуют ОУ со специфической схемотехникой входного каскада (например, те же LM358/LM324), которые могут работать не только от уровня отрицательного питания, но даже «минусовее» его на 0,3 В, что существенно облегчает их использование при однополярном питании с общей отрицательной шиной.

Давайте, наконец, рассмотрим и пощупаем этих «жучков-паучков». Можно даже обнюхать и облизать. Разрешаю. Рассмотрим их наиболее частые варианты, доступные начинающим радиолюбителям. Тем более, если приходится выпаивать ОУ из старой аппаратуры.

Для ОУ старых разработок, в обязательном порядке требующих внешних цепей для частотной коррекции, чтобы предотвратить самовозбуждение, было характерно наличие дополнительных выводов. Некоторые ОУ из-за этого даже не «влезали» в 8-выводный корпус (рис. 20, А) и изготавливались в 12-выводных круглых металло-стеклянных, например, К140УД1, К140УД2, К140УД5 (Рис. 20, Б) или в 14-выводных DIP-корпусах, например, К140УД20, К157УД2 (Рис. 20, В). Аббревиатура DIP является сокращением английского выражения «Dual In line Package» и переводится как «корпус с двусторонним расположением выводов».

Круглый металло-стеклянный корпус (Рис. 20, А, Б) применялся, как основной, для импортных ОУ примерно до середины 70-х годов, а для отечественных ОУ - до середины 80-х и применяется сейчас для т.н. «военных» применений («5-я приемка»).

Иногда отечественные ОУ размещались в довольно «экзотических» в настоящее время корпусах: 15-выводный прямоугольный метало-стеклянный для гибридного К284УД1 (Рис. 20, Г), в котором ключом является дополнительный 15-й вывод от корпуса, и других. Правда, планарные 14-выводные корпуса (Рис. 20, Д) для размещения в них ОУ мне лично не встречались. Они применялись для цифровых микросхем.

Рис. 20 Корпуса отечественных операционных усилителей

Современные же ОУ в большинстве своем содержат корректирующие цепи прямо на кристалле, что позволило обходиться минимальным количе­ством выводов (как пример - 5-выводный SOT23-5 для одиночного ОУ - Рис. 23). Это позволило в одном корпусе размещать по два-четыре полностью независимых (кроме общих выводов питания) ОУ, изготовленных на одном кристалле.

Рис. 21 Двухрядные пластиковые корпуса современных ОУ для выводного монтажа (DIP)

Иногда можно встретить ОУ, размещенные в однорядных 8-выводных (Рис. 22) либо 9-выводных корпусах (SIP) - К1005УД1. Аббревиатура SIP является сокращением английского выражения «Single In line Package» и переводится как «корпус с односторонним расположением выводов».

Рис. 22 Однорядный пластиковый корпус сдвоенных ОУ для выводного монтажа (SIP-8)

Они были разработаны для минимизации места, занимаемого на плате, но, к сожалению, «опоздали»: к этому времени широкое распространение заняли корпуса для поверхностного монтажа (SMD - Surface Mounting Device) путем подпайки прямо к дорожкам платы (Рис. 23). Однако, для начинающих их использование представляет существенные сложности.

Рис. 23 Корпуса современных импортных ОУ для поверхностного монтажа (SMD)

Очень часто одна и та же микросхема может «упаковываться» производителем в различные корпуса (Рис. 24).

Рис. 24 Варианты размещения одной и той же микросхемы в разных корпусах

Выводы всех микросхем имеют последовательную нумерацию, отсчитываемую от т.н. «ключа», указывающего на расположение вывода под номером 1. (Рис. 25). В любом случае, если расположить корпус выводами от себя , их нумерация по возрастающей идет против часовой стрелки !

Рис. 25 Расположение выводов операционных усилителей
в различных корпусах (цоколевка), вид сверху;
направление нумерации показано стрелками

В круглых металло-стеклянных корпусах ключ имеет вид бокового выступа (Рис. 25, А, Б). Вот с расположения этого ключа возможны огроменных размеров «грабли»! В отечественных 8-выводных корпусах (302.8) ключ располагается напротив первого вывода (Рис. 25, А), а в импортных ТО-5 - напротив восьмого вывода (Рис. 25, Б). В 12-выводных корпусах, как отечественных (302.12), так и импортных, ключ расположен между первым и 12-м выводами.

Обычно инвертирующий вход как в круглых металло-стеклянных, так и в DIP-корпусах, соединен со 2-м выводом, неинвертирующий - с 3-м, выход - с 6-м, минус питания - с 4-м и плюс питания - с 7-м. Однако, есть и исключения (ещё одни возможные «грабли»!) в цоколевке ОУ К140УД8, К574УД1. В них нумерация выводов сдвинута на один против часовой стрелки по сравнению с общепринятой для большинства других типов, т.е. с выводами они соединены, как в импортных корпусах (Рис. 25, Б), а нумерация соответствует отечественным (Рис. 25, А).

В последние годы большинство ОУ «бытового назначения» стали размещать в пластмассовых корпусах (Рис. 21, 25, В-Д). В этих корпусах ключом является либо углубление (точка) напротив первого вывода, либо вырез в торце корпуса между первым и 8-м (DIP-8) или 14-м (DIP-14) выводами, либо фаска вдоль первой половины выводов (Рис. 21, посередине). Нумерация выводов в этих корпусах также идет против часовой стрелки при виде сверху (выводами от себя).

Как было сказано выше, ОУ с внутренней коррекцией имеют всего пять выводов, из которых только три (два входа и выход) принадлежат каждому отдельному ОУ. Это позволило в одном 8-выводном корпусе разместить на одном кристалле по два полностью независимых (за исключением плюса и минуса питания, требующих еще двух выводов) ОУ (Рис. 25, Г), а в 14-выводном корпусе - даже четыре (Рис. 25, Д). В итоге в настоящее время большинство ОУ выпускаются как минимум сдвоенными, например, TL062, TL072, TL082, дешевые и простые LM358 и др. Точно такие же по внутренней структуре, но счетверенные - соответственно, TL064, TL074, TL084 и LM324.

В отношении отечественного аналога LM324 (К1401УД2) существуют еще одни «грабли»: если в LM324 плюс питания выведен на 4-й вывод, а минус - на 11-й, то в К1401УД2 наоборот: плюс питания выведен на 11-й вывод, а минус - на 4-й. Однако, никаких сложностей с разводкой это отличие не вызывает. Поскольку цоколевка выводов ОУ полностью симметрична (Рис. 25, Д), нужно просто перевернуть корпус на 180 градусов, чтобы 1-й вывод занял место 8-го. Да и всё.

Пара слов относительно маркировки импортных ОУ (да и не только ОУ). Для ряда разработок первых 300 цифровых обозначений было принято обозначать группу качества первой цифрой цифрового кода. Например, ОУ LM158/LM258/LM358, компараторы LM193/LM293/LM393, регулируемые трехвыводные стабилизаторы TL117/TL217/TL317 и пр. совершенно идентичны по внутренней структуре, но различаются по температурному рабочему диапазону. Для LM158 (TL117) диапазон рабочих температур составляет от минус 55 до +125…150 градусов по Цельсию (т.н. «боевой» или военный диапазон), для LM258 (TL217) - от минус 40 до +85 градусов («промышленный» диапазон) и для LM358 (TL317) - от 0 до +70 градусов («бытовой» диапазон). При этом цена на них может быть совершенно не соответствующей такой градации, либо отличаться очень незначительно (неисповедимы пути ценообразования !). Так что покупать их можно с любой маркировкой, доступной «для кармана» начинающего, особо не гоняясь за первой «тройкой».

После исчерпания первых трех сотен цифровой маркировки группы надежности стали отмечать буквами, значение которых расшифровываются в даташитах (Datasheet дословно переводится как «таблица данных») на данные компоненты.

Заключение

Вот мы и изучили «азбуку» работы ОУ, немного захватив и компараторы. Дальше надо учиться складывать из этих «букв» слова, предложения и целые осмысленные «сочинения» (работоспособные схемы).

К сожалению, «Невозможно объять необъятное». Если изложенный в данной статье материал помог понять, как работают эти «черные ящики», то дальнейшее углубление в разбор их «начинки», влияния входных, выходных и переходных характеристик, является задачей более продвинутого изучения. Информация об этом подробно и досконально изложена во множестве существующей литературы. Как говаривал дедушка Вильям Оккам: «Не следует умножать сущности сверх необходимого». Незачем повторять уже хорошо описанное. Нужно только не лениться и прочитать её.

11. http://www.texnic.ru/tools/lekcii/electronika/l6/lek_6.html

Засим позвольте откланяться, с уважением и проч., автор Алексей Соколюк ()

Операционный усилитель - это электронный усилитель напряжения с высоким коэффициентом усиления, имеющий дифференциальный вход и обычно один выход. Напряжение на выходе может превышать разность напряжений на входах в сотни или даже тысячи раз.

Своё начало операционные усилители ведут от аналоговых компьютеров, где они применялись во многих линейных, нелинейных и частото-зависимых схемах. Параметры схем с операционными усилителями определяются только внешними компонентами, а так же небольшой температурной зависимостью или разбросом параметров при их производстве, что делает операционные усилители очень популярными элементами при конструировании электронных схем.

Операционные усилители являются наиболее востребованными приборами среди современных электронных компонент, они находят своё применение в потребительской электронике, применяются индустрии и в научных приборах. Многие стандартные микросхемы операционных усилителей стоят всего несколько центов. Но некоторые модели гибридных или интегрированных операционных усилителей со специальными характеристиками, выпускаемые мелкими партиями, могут стоить более сотни долларов. Операционные усилители обычно выпускаются как отдельные компоненты, а так же они могут являться элементами более сложных электронных схем.

Операционный усилитель является разновидностью дифференциального усилителя. Другими разновидностями дифференциального усилителя являются:

1. Полностью дифференциальный усилитель (это устройство похоже по принципу действия на операционный усилитель, но имеет два выхода);
2. Инструментальный усилитель (он обычно состоит из трёх операционных усилителей);
3. Изолированный усилитель (это усилитель похож на инструментальный, но он выдерживает такие высокие напряжения, которые могут вывести из строя обычный операционный усилитель);
4. Усилитель с отрицательной обратной связью (обычно содержит один или два операционных усилителя и резистивную цепь обратной связи).

Выводы для подачи напряжения питания (V S+ и V S-) могут обозначаться по-разному. Невзирая на различное обозначение, их функция остаётся одной и той же - обеспечение дополнительной энергии для усиления сигнала. Часто на схемах эти выводы не изображают, чтобы не загромождать чертёж, и их наличие либо указывается отдельно, либо должно быть ясно из схемы.

Обозначения на схеме

Принцип действия

Дифференциальные входы усилителя состоят из двух выводов - V + и V - , идеальный операционный усилитель усиливает только разницу напряжений между двумя этими входами, эта разница называется дифференциальным напряжением на входе. Напряжение на выходе операционного усилителя определяется формулой

V out = A OL (V + - V -)

где V + - напряжение на неинвертирующем (прямом) входе, V - - напряжение на инвертирующем (инверсном) входе, и A OL - коэффициент усиления усилителя с разомкнутой петлёй обратной связи (то есть обратная связь от выхода ко входу отсутствует).

Операционный усилитель без отрицательной обратной связи (компаратор)

Значение коэффициента усиления у микросхем операционных усилителей обычно большое - 100000 и более, следовательно довольно небольшая разница напряжений между входами V + и V - приведёт к появлению на выходе усилителя напряжения почти равному напряжению питания. Это называется насыщение усилителя. Величина коэффициента усиления A OL имеет технологический разброс, поэтому не стоит использовать один операционный усилитель в качестве дифференциального усилителя, рекомендуется применять схему из трёх усилителей. Без отрицательной обратной связи, и возможно при наличии положительной обратной связи, операционный усилитель будет работать как компаратор. Если инвертирующий вход соединить с общим проводом (нулевым потенциалом) напрямую или через резистор, а напряжение V in , поданное на неинвертирующий вход будет положительным, то выходное напряжение будет максимально положительным. Если подать на вход отрицательное напряжение V in , то на выходе напряжение будет максимально отрицательным. Поскольку с выхода на входы обратная связь отсутствует, то такая схема с разомкнутой цепью обратной связи будет работать как компаратор, коэффициент усиления схемы будет равен коэффициенту усиления операционного усилителя A OL .

Операционный усилитель с отрицательной обратной связью (неинвертирующий усилитель)

Для того, что бы работа операционного усилителя была предсказуемой, применяется отрицательная обратная связь, которая устанавливается путём подачи части напряжения с выхода усилителя на его инвертирующий вход. Эта замкнутая цепь обратной связи существенно снижает усиление усилителя. При использовании отрицательной обратной связи общее усиление схемы значительно больше зависит от параметров цепи обратной связи, чем от параметров операционного усилителя. Если цепь обратной связи содержит компоненты с относительно стабильными параметрами, то изменения параметров операционного усилителя существенно не влияют на характеристики схемы. Передаточная характеристика схемы с операционным усилителем определяется математически передаточной функцией. Проектирование схем с заданной передаточной функцией с операционными усилителями относится к области радиоэлектроники. Передаточная функция является важным фактором в большинстве схем, использующих операционные усилители, например, в аналоговых компьютерах. Высокое входное сопротивление входов и низкое выходное сопротивление выхода является так же полезной особенностью операционных усилителей.

Например, если к неинвертирующему усилителю добавить отрицательную обратную связь (см. рисунок справа) с помощью делителя напряжения R f , R g , то это приведёт к снижению усиления схемы. Равновесие восстановится тогда, когда напряжение на выходе V out станет достаточным для того, что бы изменить напряжение на инвертирующем входе до напряжения V in . Коэффициент усиления всей схемы определяется по формуле 1 + R f /R g . Например, если напряжение V in = 1 вольт, а сопротивления R f и R g одинаковые (R f = R g), то на выходе V out будет присутствовать напряжение 2 вольта, величина этого напряжения как раз достаточная для того, что бы на инвертирующий вход V - поступало напряжение 1 вольт. Так как резисторы R f и R g образуют цепь обратной связи, подключённой от выхода ко входу, то получается схема с замкнутой петлёй обратной связи. Общий коэффициент усиления схемы V out / V in называется коэффициентом усиления с замкнутой петлёй обратной связи A CL . Так как обратная связь отрицательная, то в этом случае A CL < A OL .

Можно рассмотреть это с другой стороны, сделав два предположения:
Во-первых, когда операционный усилитель работает в линейном режиме, то разница напряжений между его неинвертирующим (+) и инвертирующим (-) выводами настолько мала, что ею можно пренебречь.
Во-вторых, будем считать входные сопротивления обоих входов (+) и (-) очень высокими (несколько мегаом у современных операционных усилителей).
Таким образом, когда схема, изображённая на рисунке справа, работает как неинвертирующий линейный усилитель, то напряжение V in , появившееся на входах (+) и (-), приведёт к появлению тока i , протекающего через резистор R g , величиной V in /R g . Согласно закону Кирхгофа, утверждающего, что сумма токов, втекающих в узел, равна сумме токов, вытекающих из этого узла, и поскольку сопротивление входа (-) почти бесконечно, можно предположить, что почти весь ток i , протекающий через резистор R f , создаёт напряжение на выходе, равное V in + i * R f . Подставляя слагаемые в формулу, можно легко определить усиление схемы этого типа.

i = V in / R g

V out = V in + i * R f = V in + (V in / R g * R f) = V in + (V in * R f) / R g =V in * (1+ R f / R g)

G = V out / V in

G = 1 + R f / R g

Характеристики операционных усилителей

Идеальный операционный усилитель

Эквивалентная схема операционного усилителя в которой смоделированы некоторые неидеальные резистивные параметры

Идеальный операционный усилитель может работать при любых входных напряжениях и имеет следующие свойства:

• Коэффициент усиления с разомкнутой петлёй обратной связи равен бесконечности (при теоретическом анализе полагают коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи A OL стремящимся к бесконечности).
• Диапазон выходных напряжений V out равен бесконечности (на практике диапазон выходных напряжений ограничивают величиной напряжения питания V s+ и V s-).
• Бесконечно широкая полоса пропускания (т.е. амплитудно-частотная характеристика является идеально плоской с нулевым фазовым сдвигом).
• Бесконечно большое входное сопротивление (R in = ∞, ток из V + в V - не течёт).
• Нулевой входной ток (т.е. предполагается отсутствие токов утечки и токов смещения).
• Нулевое напряжение смещения, т.е. когда входы соединены между собой V + = V - , то на выходе присутствует виртуальный ноль (V out = 0).
• Бесконечно большая скорость нарастания напряжения на выходе (т.е. скорость изменения выходного напряжения не ограничена) и бесконечно большая пропускная мощность (напряжение и ток не ограничены на всех частотах).
• Нулевое выходное сопротивление (R out = 0, так что выходное напряжение не меняется при изменении выходного тока).
• Отсутствие собственных шумов.
• Бесконечно большая степень подавления синфазных сигналов.
• Бесконечно большая степень подавления пульсаций питающих напряжений.

Эти свойства сводятся к двум "золотым правилам":

1. Выход операционного усилителя стремится к тому, что бы разница между входными напряжениями стала равной нулю.
2. Оба входа операционного усилителя не потребляют ток.

Первое правило применимо к операционному усилителю, включённому в схему с замкнутой петлёй отрицательной обратной связи. Эти правила обычно применяются для анализа и проектирования схем с операционными усилителями в первом приближении.

На практике ни одно из идеальных свойств не может быть полностью достигнуто, поэтому приходится идти на различные компромиссы. В зависимости от желаемых параметров, при моделировании реального операционного усилителя учитывают некоторые неидеальности, используя эквивалентные цепи из резисторов и конденсаторов в его модели. Разработчик может заложить эти нежелательные, но реальные эффекты в общую характеристику проектируемой схемы. Влияние одних параметров может быть пренебрежительно мало, а другие параметры могут налагать ограничение на общие характеристики схемы.

Реальный операционный усилитель

В отличии от идеального, реальный операционный усилитель имеет неидеальность различных параметров.

Неидеальность параметров по постоянному току

Конечный коэффициент усиления У идеального операционного усилителя с разомкнутой петлёй обратной связи коэффициент усиления бесконечен, в отличии от реального усилителя, у которого он конечен. Типичные значения этого параметра по постоянному току при разомкнутой петле обратной связи находятся в диапазоне от 100000 до более чем миллиона. Поскольку этот коэффициент усиления очень большой, то усиление схемы будет определяться исключительно коэффициентом отрицательной обратной связи (т.е. коэффициент усиления схемы не будет зависеть от коэффициента усиления операционного усилителя при разомкнутой петле обратной связи). Если же коэффициент усиления схемы при замкнутой петле обратной связи требуется очень большой, то для этого коэффициент обратной связи должен быть очень небольшим, поэтому в этом случае операционный усилитель перестанет вести себя идеально. Конечное входное сопротивление Дифференциальное входное сопротивление операционного усилителя определяется как сопротивление между его двумя входами; синфазное входное сопротивление - это сопротивление между каким-либо из входов и землёй. Операционные усилители со входами на полевых транзисторах часто имеют защитные цепи на своих входах для защиты от превышения входным напряжением некоторого порога, так что в некоторых тестах входное сопротивление таких приборов может оказаться очень низким. Но поскольку эти операционные усилители обычно используются в схемах с глубокой обратной связью, то эти защитные цепи остаются не задействованы. Напряжение смещения и токи утечки, описанные далее, являются гораздо более важными параметрами при проектировании схем с операционными усилителями. Ненулевое выходное сопротивление Низкое выходное сопротивление является очень важным для низкоомных нагрузок, так как падение напряжения на выходном сопротивлении может быть существенным. Следовательно, выходное сопротивление усилителя ограничивает максимально достижимую выходную мощность. В схемах с отрицательной обратной связью по напряжению выходное сопротивление усилителя уменьшается. Таким образом при применении операционных усилителей в линейных схемах можно получить очень низкое выходное сопротивление. Однако отрицательная обратная связь не может уменьшить ограничения, накладываемые сопротивлениями R load (сопротивление нагрузки) и R out (выходное сопротивление операционного усилителя) на возможные максимальное и минимальное выходные напряжения - она может только снизить ошибки в этом диапазоне напряжений. Низкое выходное сопротивление обычно требует высоких токов покоя для выходных каскадов операционного усилителя, что ведёт к увеличению рассеиваемой мощности, так что в маломощных схемах приходится умышленно жертвовать низким выходным сопротивлением. Входной ток Из-за наличия токов смещения или утечки, небольшой ток (обычно - ≈ 10 наноампер для операционных усилителей с биполярными транзисторами во входных каскадах, десятки пикоампер - для входных каскадов на полевых транзисторах и несколько пикоампер для МОП входных каскадов) попадает на входы. Когда в схеме используются резисторы или источники сигнала с высоким сопротивлением, то незначительный ток может создать довольно большое падение напряжения. Если входные токи совпадают, и сопротивления, подключённые к обоим входам одинаковые, то в этом случае напряжения на входах окажутся одинаковыми. Поскольку для работы операционного усилителя важна разность напряжений между входами, то эти одинаковые напряжения на входах не повлияют на работу схемы (если конечно операционный усилитель хорошо подавляет синфазный сигнал). Но обычно эти токи на входах (или входные сопротивления на входах) немного не совпадают, так что возникает небольшое напряжение смещения (но это не то напряжение смещения, которое описано абзацем ниже). Это напряжение смещения может создать смещение или дрейф операционного усилителя. Часто в схеме применяются органы регулировки для его компенсации. У некоторых операционных усилителей предусмотрены выводы для подключения внешнего подстроечного резистора, которым можно сбалансировать входы и тем самым убрать это смещение. Некоторые операционные усилители могут автоматически компенсировать напряжение смещения. Входное напряжение смещения Это напряжение, необходимое на входах операционного усилителя для того, что бы установить напряжение на выходе, равное нулю, относится к несовпадению входных токов смещения. В идеальном усилителе отсутствует входное напряжение смещения. Но в реальных операционных усилителях это напряжение присутствует, так как у большинства усилителей на входе имеется неидеальный дифференциальный каскад. Входное напряжение смещения создаёт две проблемы: во-первых, из-за высокого коэффициента усиления по напряжению выход усилителя практически гарантированно перейдёт в состояние насыщения при работе без цепи отрицательной обратной связи, даже если оба входа соединены между собой. Во-вторых, при замкнутой цепи отрицательной обратной связи входное напряжение смещения будет усиливаться вместе с сигналом и это может привести к проблемам для высокоточных усилителей постоянного тока или если входной сигнал очень слабый. Усиление синфазного сигнала Идеальный операционный усилитель усиливает только разницу напряжений между входами, полностью подавляя все напряжения, общие для обоих входов. Однако дифференциальный входной каскад реальных операционных усилителей никогда не бывает идеальным, что приводит к некоторому усилению одинаковых напряжений, приложенных к обоим входам. Величину этого недостатка измеряют коэффициентом подавления синфазного сигнала. Минимизация усиления синфазного сигнала обычно важна в схемах неинвертирующих усилителей с большим коэффициентом усиления. Выходной втекающий ток Выходной втекающий ток - это максимально допустимый втекающий ток для выходного каскада. Некоторые производители указывают зависимость выходного напряжения от втекающего тока на графике, что позволяет получить представление о выходном напряжении при наличии тока из внешнего источника, втекающего в выходной каскад усилителя. Температурная зависимость Все параметры изменяются при изменении температуры. Температурный дрейф входного напряжения смещения является особенно важным параметром. Подавление пульсаций питающих напряжений Выходной сигнал идеального операционного усилителя будет полностью независим от пульсаций питающего напряжения на его выводах питания. Каждый реальный операционный усилитель имеет определённый коэффициент подавления пульсаций питающих напряжений, который показывает, насколько подавляются эти пульсации. Применение блокировочных конденсаторов по питанию могут улучшить этот параметр для многих устройств, включая и операционные усилители. Дрейф Параметры реальных операционных усилителей подвергаются медленному изменению со временем, при изменении температуры, и т.д. Шумы Даже при отсутствии сигнала на входе усилители хаотически изменяют напряжение на выходе. Это может иметь место из-за тепловых шумов или фликкер-шума, присущих устройству. При использовании в схемах с высоким коэффициентом усиления или с широкой полосой пропускания уровень шума становится очень важным фактором, который следует принимать в расчёт.

Неидеальность параметров по переменному току

Усиление операционного усилителя, рассчитанное по постоянному току, неприменимо для высоких частот. При проектировании схем с операционными усилителями, рассчитанными на работу с высокой частотой, следует руководствоваться более сложными соображениями.

Конечная полоса пропускания Все усилители имеют конечный частотный диапазон. В первом приближении операционный усилитель имеет амплитудно-частотную характеристику интегратора с усилением. То есть усиление типичного операционного усилителя обратно пропорционально частоте, оно характеризуется произведением коэффициента усиления на ширину полосы пропускания f Т. Например, операционный усилитель с f Т = 1 мГц может иметь усиление пять раз на частоте 200 кГц, и усиление, равное единице на частоте 1 мГц. АЧХ операционного усилителя совместно с очень высоким коэффициентом усиления по постоянному току дают амплитудно-частотную характеристику как у низкочастотного фильтра первого порядка с высоким коэффициентом усиления по постоянному току и низкой частотой среза (f Т делённое на коэффициент усиления). Конечная ширина полосы пропускания операционного усилителя может быть источником нескольких проблем, включая:

• Стабильность. Разность фаз между входным и выходным сигналом имеет связь с ограничением полосы пропускания, так что в некоторых схемах обратной связи это может привести к возникновению самовозбуждения. Например, если синусоидальный сигнал на выходе, который должен противофазно складываться с входным сигналом, будет задержан на 180° то он будет складываться синфазно с входным сигналом, т.е. образуется положительная обратная связь. В этих случаях цепь обратной связи может быть стабилизирована путём применения схемы частотной компенсации, которая увеличивает усиление или сдвиг фазы при разомкнутой петле обратной связи. Эта компенсация может быть реализована с помощью внешних компонент. Так же эта компенсация может быть реализована внутри операционного усилителя, путём добавления доминирующего полюса, который достаточно ослабляет усиление на высоких частотах. Расположение этого полюса может быть установлено внутри производителем микросхем, или же настраиваться, используя специфические для каждого операционного усилителя методы. Обычно доминирующий полюс ещё больше снижает полосу пропускания операционного усилителя. Когда требуется высокий коэффициент усиления при замкнутой петле обратной связи, то часто частотная компенсация бывает не нужна, так как необходимое усиление с разомкнутой петлёй обратной связи достаточно мало. Следовательно, в схемах с высоким коэффициентом усиления при замкнутой петле обратной связи можно использовать операционные усилители с более широкой полосой пропускания.
• Шумы, искажения, и и другие эффекты. Снижение полосы пропускания так же приводит к снижению коэффициента передачи цепи обратной связи на высоких частотах, что ведёт к увеличению искажений, шумов, выходного сопротивления, а так же снижает линейность фазы выходного сигнала с повышением частоты.

Входная ёмкость Входная ёмкость является важным параметром при работе на высоких частотах, так как она снижает коэффициент усиления усилителя с разомкнутой петлёй обратной связи. Усиление синфазного сигнала См. .

Нелинейные параметры

Насыщение Размах выходного напряжения операционного усилителя ограничивается значениями, близкими к значениям питающих напряжений. Когда выходное напряжение достигает этих значений, то усилитель насыщается, это происходит из-за следующих причин:

• Если используется двухполярное питание, то при большом коэффициенте усиления по напряжению сигнал должен быть усилен настолько, что его амплитуда должна была бы превысить положительное питающее напряжение или быть меньше отрицательного питающего напряжения, что невыполнимо, поскольку выходное напряжение не может выйти за эти пределы.
• При использовании однополярного питания может либо иметь место то же самое, что и при использовании двуполярного питания, либо входной сигнал может иметь настолько низкое напряжение относительно земли, что коэффициента усиления усилителя будет недостаточным, что бы поднять его выше нижнего порога.

Ограниченная скорость нарастания Скорость изменения напряжения на выходе усилителя конечна, она обычно измеряется в вольтах на микросекунду. При достижении максимально возможной скорости нарастания сигнала на входе, на выходе скорость нарастания прекратит увеличиваться. Скорость нарастания сигнала обычно ограничивается из-за наличия внутренних ёмкостей в операционном усилителе, эти ёмкости особенно велики там, где используется внутренняя коррекция. Нелинейная зависимость выходного напряжения от напряжения на входе Выходное напряжение может быть не точно пропорционально разности напряжений на входах. В практических схемах этот эффект проявляется очень слабо, если используется сильная отрицательная обратная связь.

Ограничения тока и напряжения

Ограничение выходного тока Сила тока на выходе не может быть бесконечной. На практике большинство операционных усилителей спроектированы с возможностью ограничения выходного тока, что бы этот ток не превышал определённой величины, что предотвращает выход операционного усилителя и нагрузки из строя. Современные модели операционных усилителей более устойчивы к токовым перегрузкам, чем ранние, и некоторые модели современных устройств позволяют выдерживать короткое замыкание выхода без повреждений. Ограничение мощности рассеяния На выходном сопротивлении операционного усилителя, через которое протекает ток, рассеивается тепло. Если операционный усилитель будет рассеивать слишком много тепла, то его температура поднимется выше критического значения. В этом случае может сработать защита от перегрева или операционный усилитель выйдет из строя.

Современные операционные усилители с полевыми и МОП - транзисторами по своим характеристикам приближаются гораздо ближе к идеальным операционным усилителям, чем модели с биполярными транзисторами, когда важно входное сопротивление и входные токи смещения. Операционные усилители с биполярными транзисторами лучше использовать тогда, когда требуется меньшее входное напряжение смещения и часто меньшие собственные шумы. Операционные усилители с полевыми и МОП - транзисторами, в схемах с ограниченной полосой пропускания, работающие при комнатной температуре, обычно имеют лучшие характеристики.

Хотя дизайн разных моделей микросхем от разных производителей может варьироваться, все операционные усилители имеют в основном схожую внутреннюю структуру, которая состоит из трёх каскадов:

1. Дифференциальный усилитель - предназначен для усиления сигнала, имеет низкий уровень собственных шумов, высокое входное сопротивление и обычно дифференциальный выход.
2. Усилитель напряжения - обеспечивает высокое усиление сигнала по напряжению, имеет спадающую амплитудно-частотную характеристику с одним полюсом, и обычно имеет один выход.
3. Выходной усилитель - обеспечивает высокую нагрузочную способность, низкое выходное сопротивление, ограничение тока и защиту при коротком замыкании.

Микросхемы операционных усилителей обычно имеют умеренную сложность. Типичным примером является широко распространённая микросхема операционного усилителя 741 (советский аналог - К140УД7), разработанная компанией "Fairchild Semiconductor" после предыдущей модели - LM301. Базовая архитектура усилителя 741 такая же, как и у 301 модели.

Входной каскад

В качестве входного каскада используется дифференциальный усилитель со сложной схемой смещения, активной нагрузкой которого является токовое зеркало.

Дифференциальный усилитель

Дифференциальный усилитель реализован на двухступенчатом каскаде, удовлетворяющем противоречивые требования. Первая ступень состоит из n-p-n эмиттерных повторителей на транзисторах Q1 и Q2, что позволяет получить высокое входное сопротивление. Вторая ступень основана на p-n-p транзисторах Q3 и Q4, включённых по схеме с общей базой, что позволяет избавиться от вредного действия эффекта Миллера , сдвинуть уровень напряжения вниз и обеспечить достаточное усиление по напряжению для работы следующего каскада - усилителя класса "А". Применение p-n-p транзисторов так же помогает увеличить напряжение пробоя V бэ (переходы база-эмиттер n-p-n транзисторов Q1 и Q2 имеют напряжение пробоя около 7 вольт, а напряжение пробоя p-n-p транзисторов Q3 и Q4 составляет около 50 вольт).

Цепи смещения

На эмиттеры классического дифференциального каскада с эмиттерными связями подаётся напряжение смещения от источника стабильного тока. Цепь отрицательной обратной связи вынуждает транзисторы работать как стабилизаторы напряжения, заставляя их изменять напряжение V бе таким образом, что бы ток мог протекать через переход коллектор-эмиттер. В результате ток покоя становится независимым от коэффициента передачи постоянного тока (β) транзисторов.

Сигналы с эмиттеров транзисторов Q1, Q2 поступают на эмиттеры транзисторов Q3, Q4. Их коллекторы разделены и они не могут использоваться для подачи тока покоя от источника стабильного тока, так как они сами функционируют, как источники тока. Следовательно, ток покоя можно подать только на базы, соединив их с источником тока. Что бы избежать зависимости от коэффициента передачи постоянного тока транзисторов, применяется отрицательная обратная связь. Для этого весь ток покоя отражается токовым зеркалом, выполненным на транзисторах Q8, Q9, а сигнал отрицательной обратной связи снимается с коллектора транзистора Q9. Это вынуждает транзисторы Q1-Q4 изменить их напряжения база-эмиттер V бе так, что бы через них протекал требуемый ток покоя. В результате получается тот же самый эффект, как у классической пары транзисторов с эмиттерной связью - величина тока покоя становится независимой от коэффициента передачи постоянного тока (β) транзисторов. Эта схема генерирует базовый ток необходимой величины, зависящий от β для того, что бы можно было получить β - независимый ток коллектора. Для получения токов смещения баз обычно используется источник питания отрицательного напряжения. Эти токи идут из общего провода в базы транзисторов.Но для получения максимально большого входного импеданса петли базового смещения не замкнуты внутри между базой и общим проводом, так как предполагается, что эти цепи будут замкнуты через выходное сопротивление источника сигнала на землю. Так что источник сигнала должен быть гальванически соединён с общим проводом, что бы через него могли протекать токи смещения, а так же он должен иметь достаточно низкое сопротивление (десятки или сотни килоом), что бы на нём не было бы существенного падения напряжения. В противном же случае можно подключить резисторы между базами транзисторов Q1, Q2 и общим проводом.

Величина тока покоя установлена резистором сопротивлением 39 кОм, который является общим для обоих токовых зеркал Q12-Q13 и Q10-Q11. Этот ток используется как образцовый для других токов смещения схемы. Транзисторы Q10, Q11 образуют , в котором через резистор сопротивлением 5 кОм протекает небольшая часть тока коллектора I ref транзистора Q10. Этот небольшой коллекторный ток, текущий через коллектор транзистора Q10 является опорным током баз для транзисторов Q3 и Q4, а так же для коллектора транзистора Q9. С помощью отрицательной обратной связи токовое зеркало на транзисторах Q8 и Q9 пытается сделать ток на коллекторе транзистора Q9 равный току коллекторов транзисторов Q3 и Q4. Напряжение на коллекторе транзистора Q9 будет изменяться до тех пор, пока отношение токов баз транзисторов Q3 и Q4 к токам их коллекторам не станет равным β. Следовательно общий базовый ток транзисторов Q3 и Q4 (это ток такого же порядка как и токи входов микросхемы) является небольшой частью слабого тока транзистора Q10.

Таким образом ток покоя устанавливается токовым зеркалом на транзисторах Q10, Q11 без использования токовой отрицательной обратной связи. Эта токовая обратная связь только стабилизирует напряжение коллектора транзистора Q9 (и базы транзисторов Q3, Q4). Кроме того, цепь обратной связи так же изолирует остальную часть схемы от синфазных сигналов путём установления напряжения базы транзисторов Q3, Q4 строго на уровне на 2V BE ниже, чем наибольшее из обоих входных напряжений.

Дифференциальный усилитель, образованный транзисторами Q1–Q4, соединён с активной нагрузкой на основе улучшенного токового зеркала на транзисторах Q5...Q7, которое преобразует токи входного дифференциального сигнала в напряжение, причём здесь для формирования этого напряжения используются оба входных сигнала, что даёт существенный прирост в усилении. Это достигается путём сложения входных сигналов с помощью токовых зеркал, в данном случае коллектор транзистора Q5 соединён с коллектором транзистора Q3 (левый выход дифференциального усилителя), а выход токового зеркала - коллектор транзистора Q6 соединён к правому выходу дифференциального усилителя - коллектору транзистора Q4. Транзистор Q7 увеличивает точность работы токового зеркала путём уменьшения отбираемого тока от транзистора Q3 для управления базами транзисторов Q5 и Q6.

Работа операционного усилителя

Дифференциальный режим

Напряжения источников сигналов, подаваемых на входы, проходят через две "диодных" цепочки, образованных переходами база-эмиттер транзисторов Q1, Q3 и Q2, Q4, к месту соединения баз транзисторов Q3, Q4. Если входные напряжения немного изменятся (напряжение на одном входе увеличится, а на другом уменьшится), то напряжение на базах транзисторов Q3, Q4 почти не изменится, так же общий ток баз останется без изменений. Произойдёт только перераспределение токов между базами транзисторов Q3, Q4, общий ток покоя останется тем же самым, токи коллекторов перераспределятся в тех же пропорциях, что и базовые токи.

Токовое зеркало произведёт инвертирование коллекторного тока, сигнал вернётся обратно на базу транзистора Q4. В точке соединения транзисторов Q4 и Q6 токи транзисторов Q3 и Q4 вычитаются. Эти токи противофазны в данном случае (в случае дифференциального сигнала). Следовательно, в результате вычитания токов токи сложатся (ΔI - (-ΔI) = 2ΔI), и преобразование из двухфазного сигнала в однофазный произойдёт без потерь. В схеме с разомкнутой петлёй обратной связи напряжение, полученное в точке соединения транзисторов Q4 и Q6 определяется результатом вычитания токов и общим сопротивлением схемы (параллельно включённые сопротивления коллекторов транзисторов Q4 и Q6). Так как для сигнальных токов эти сопротивления являются высокими (транзисторы Q4 и Q6 ведут себя как генераторы токов), то при разомкнутой петле обратной связи коэффициент усиления этого каскада будет очень высоким.

Иначе говоря, можно представить транзистор Q6 как копию транзистора Q3, а комбинацию транзисторов Q4 и Q6 можно представить как регулируемый делитель напряжения, состоящий из двух резисторов, управляемых напряжением. Для дифференциальных входных сигналов сопротивления этих резисторов будут сильно изменяться в противоположных направлениях, но общее сопротивление делителя напряжения останется неизменным (как у потенциометра с подвижным контактом). В результате ток не изменяется, но происходит сильное изменение напряжения в средней точке. Так как сопротивления изменяются в равной степени, но в противоположных направлениях, то результирующее изменение напряжения будет в два раза больше одиночных изменений напряжений.

Базовые токи на входах не нулевые, и поэтому эффективное входное сопротивление 741 операционного усилителя равно примерно 2 мОм. Выводы "установка нуля" могут быть использованы для подключения внешних резисторов параллельно внутренним резисторам сопротивлением 1 кОм (здесь обычно подключают потенциометр) для балансировки токов транзисторов Q5, Q6, таким образом косвенно регулируют сигнал на выходе при подаче на входы нулевых сигналов.

Режим подавления синфазного сигнала

Если входные напряжения изменяются синхронно, то отрицательная обратная связь вынуждает напряжение на базах транзисторов Q3, Q4 повторять (со смещением, равным удвоенному падению напряжения на переходах база-эмиттер транзисторов) вариации входных напряжений. Выходной транзистор Q10 токового зеркала Q10, Q11 поддерживает общий ток, протекающий через транзисторы Q8, Q9, постоянным и независимым от изменений напряжения. Токи коллекторов транзисторов Q3, Q4 и соответственно выходное напряжение в средней точке между транзисторами Q4 и Q6 остаются неизменными.

Последующая цепь отрицательной обратной связи эффективно увеличивает входное сопротивление операционного усилителя в режиме подавления синфазного сигнала.

Каскад усилителя, работающего в классе "А"

Каскад, выполненный на транзисторах Q15, Q19 Q22 работает в классе "А". Токовое зеркало, выполненное на транзисторах Q12, Q13 питает этот каскад стабильным током, независимым в широком диапазоне от вариаций выходного напряжения. Каскад основан на двух n-p-n транзисторах, Q15 и Q19, образующих так называемый составной транзистор дарлингтона , в коллекторе которого для получения большого усиления используется динамическая нагрузка в виде источника тока. Транзистор Q22 защищает усилительный каскад от насыщения путём шунтирования базы транзистора Q15, то есть действует как схема Бейкера .

Конденсатор ёмкостью 30 пФ в усилительном каскаде является цепью селективной обратной связи для частотной коррекции, которая позволяет стабилизировать операционный усилитель при работе в схемах с замкнутой цепью обратной связи. Это схемотехническое решение называется "компенсацией Миллера", принцип работы которого напоминает работу интегратора на операционном усилителе. Так же это схемотехническое решение известно под названием "коррекция доминирующего полюса", так как в частотную характеристику вводится доминирующий полюс, который подавляет другие полюса на амплитудно-частотной характеристике при разомкнутой петле обратной связи. Частота этого полюса может быть меньше 10 Гц в 741 усилителе, и на этой частоте полюс вносит затухание равное -3 дБ на амплитудно-частотной характеристике при разомкнутой петле обратной связи. Применение этой внутренней компенсации необходимо для получения абсолютной стабильности усилителя при работе с не реактивной отрицательной обратной связью в случае, когда коэффициент усиления операционного усилителя больше или равен единице. Таким образом не нужно использовать внешнюю коррекцию для обеспечения одинаковой стабильности при разных режимах работы, что существенно упрощает применение операционного усилителя. Те операционные усилители, в которых внутренняя коррекция отсутствует, например, К140УД1А, могут потребовать применения внешней коррекции или коэффициента усиления больше единицы при замкнутой петле обратной связи.

Схема смещения выходного каскада

Транзистор Q16 совместно с двумя резисторами образуют схему смещения уровня, известную так же под названиями "резиновый диод", "транзисторный стабилитрон" или умножитель напряжения перехода база-эмиттер (V BE). В данной схеме транзистор Q16 работает как стабилизатор напряжения, так как он обеспечивает постоянное падение напряжение на своём переходе коллектор-эмиттер при любых токах, протекающих через этот каскад. Это достигается введением отрицательной обратной связи между коллектором и базой в виде двухрезисторного делителя напряжения с коэффициентом деления β = 7,5 кОм / (4,5 кОм + 7,5 кОм) = 0,625. Предположим, ток базы транзистора равен нулю, следовательно отрицательная обратная связь вынуждает транзистор увеличить своё напряжение коллектор-эмиттер до примерно одного вольта до тех пор, пока напряжение база-эмиттер не достигнет типичной для биполярных транзисторов величины 0,6 вольт. Эта схема используется для смещения выходных транзисторов, при этом уменьшаются нелинейные искажения. В схемах некоторых усилителей низкой частоты для этого используют пару последовательно соединённых диодов.

Эту схему смещения можно представить как усилитель, охваченный отрицательной обратной связью с постоянным напряжением на входе, равным 0,625 вольт и коэффициентом обратной связи β = 0,625 (соответственно коэффициент усиления будет равен 1/β = 1,6). Такая же схема, но с β = 1 используется для установки рабочего тока в классической схеме токового зеркала на биполярных транзисторах.

Выходной каскад

Выходной каскад (транзисторы Q14, Q17, Q20) является двухтактным эмиттерным повторителем, работающим в классе "AB", смещение этого каскада устанавливается схемой смещения уровня, выполненной на транзисторе Q16 и двух резисторах, подключённых к базе этого транзистора. Сигнал на выходные транзисторы Q14, Q20 подаётся с коллекторов транзисторов Q13 и Q19. Вариации напряжения смещения, возникающие из-за изменений температуры, или из-за разброса параметров транзисторов, могут приводить к возникновению нелинейных искажений и к изменению тока покоя операционного усилителя. Выходное напряжение усилителя лежит в диапазоне на примерно один вольт меньше, чем питающие напряжения (т.е. от V - +1 до V + -1), оно частично определяется напряжением база-эмиттер выходных транзисторов Q14 и Q20.

Резистор сопротивлением 25 Ом в выходном каскаде работает как датчик тока для обеспечения ограничения максимально допустимого тока этого каскада, в операционном усилителе 741 этот резистор ограничивает выходной ток эмиттерного повторителя Q14 величиной 25 мА. Ограничение тока для нижнего по схеме эмиттерного повторителя реализовано с помощью резистора сопротивлением 50 Ом, установленного в цепи эмиттера транзистора Q19, с помощью транзистора Q22 напряжение на базе транзистора Q15 снижается при увеличении падения напряжения на резисторе выше критического. В более поздних моделях 741 операционного усилителя может использоваться немного другой метод ограничения выходного тока.

В отличии от идеального операционного усилителя, выходное сопротивление усилителя модели 741 не нулевое, но с применением отрицательной обратной связи на низких частотах оно становится почти нулевым.

Некоторые соображения по поводу 741 операционного усилителя

Примечание: исторически сложилось так, что операционный усилитель модели 741 используются в аудио и других высокочувствительных схемах, но сейчас этот усилитель применяется редко из-за более низкого уровня шума современных моделей операционных усилителей. Кроме сильного шума, 741 и другие старые модели могут плохо подавлять синфазный сигнал и часто принимать наводки от питающей сети и другие помехи.

Операционный усилитель модели 741 часто означает некий обобщённый операционный усилитель (например, μA741, LM301, 558, LM324, TBA221, или более современные модели, типа TL071). Описание выходного каскада усилителя 741 практически одинаково для многих других моделей (которые могут иметь абсолютно разные входные каскады), за исключением:

• Некоторые модели операционных усилителей, такие как μA748, LM301, LM308 не имеют внутренней коррекции и требуют установки внешнего корректирующего конденсатора при работе в схемах с замкнутой петлёй обратной связи и с низким усилением.
• У некоторых современных моделей операционных усилителей выходное напряжение может изменяться в диапазоне практически от отрицательного до положительного напряжения питания.

Классификация операционных усилителей

Операционные усилители могут быть классифицированы по типу их конструкций:

• Дискретные - созданные из отдельных транзисторов или электронных ламп;
• Микросхемные - интегральные операционные усилители наиболее распространены;
• Гибридные - созданные на основе гибридных микросхем малой степени интеграции;

Интегральные операционные усилители могут быть классифицированы по разным параметрам, включая:

• Подразделение на микросхемы военного, индустриального или коммерческого исполнения, отличающиеся надёжностью работы и стойкостью к внешним факторам (температуре, давлению, радиации), и следовательно, ценой. Пример: операционный усилитель общего исполнения LM301 является коммерческой версией модели LM101, а модель LM201 является индустриальной версией.
• Классификация по типу корпуса - модели операционных усилителей в разных типах корпусов (пластик, металл, керамика) имеют так же различную стойкость к внешним факторам. Кроме того, корпуса бывают типа DIP и предназначенные для поверхностного монтажа (SMD).
• Классификация по наличию или отсутствию цепей внутренней коррекции. Операционные усилители могут работать нестабильно в некоторых схемах с отрицательной обратной связью, что бы этого избежать используют конденсатор небольшой ёмкости для коррекции амплитудно-частотной характеристики. Операционный усилитель с таким встроенным конденсатором называют операционным усилителем с внутренней коррекцией.
• В одном корпусе микросхемы может находиться один, два или четыре операционных усилителя.
• Диапазон входных (и/или выходных) напряжений от отрицательного до положительного напряжения питания - операционный усилитель может работать с сигналами, величины которых лежат вблизи значений питающих напряжений.
• Операционные усилители с КМОП - полевыми транзисторами на входах (например, модель AD8603) обеспечивают очень высокое входное сопротивление, выше чем у обычных операционных усилителей с полевыми транзисторами , у которых в свою очередь входное сопротивление больше, чем у операционных усилителей с биполярными транзисторами на входах.
• Существуют так называемые "программируемые" операционные усилители, в которых с помощью внешнего резистора можно задавать ряд параметров, таких как ток покоя, усиление, полосу пропускания.
• Производители часто разделяют операционные усилители по типу применения, например, малошумящие, предусилители, широкодиапазонные и т.д.

Применение операционных усилителей

Использование в конструкциях электронных систем

Назначение выводов операционного усилителя модели 741

Применение операционных усилителей в качестве блоков позволяет упростить создание схем и делает их чтение более лёгким, чем при использовании дискретных компонентов (транзисторов, резисторов, конденсаторов). При проектировании схем в первом приближении операционные усилители рассматривают как идеальные дифференциальные компоненты, и только при последующих шагах учитывают все неидеальности и ограничения этих устройств.

Для всех схем схемотехника остаётся той же самой. В спецификации указываются назначение схемы и требования к ней с соответствующими допусками. Например, требуется усиление 1000 раз с допуском 10% и дрейфом 2% в заданном диапазоне температур, входное сопротивление не менее 2 мОм и т.д.

При проектировании часто используют моделирование схем на компьютере, например, в программе схемотехнического моделирования LTSpice , в которй имеются некоторые модели коммерческих операционных усилителей и других компонентов. Если в результате моделирования выясняется, что некоторые параметры проектируемой схемы не удаётся реализовать, то в этом случае приходится корректировать спецификацию.

После компьютерного моделирования собирают опытный образец схемы и проводят его испытание, внося если надо изменения в схему для её улучшения или для того, что бы схема соответствовала спецификации. Так же проводят оптимизацию схемы для снижения её стоимости и улучшения функциональности.

Применение операционных усилителей в схемах без использования обратной связи

Компаратор напряжений на операционном усилителе 741 в схеме с однополярным питанием. V ref = 6,6 В, амплитуда входного сигнала V in = 8 В. Конденсатор С1 служит для подавления помех, поступающих по цепи питания.

В этом случае операционный усилитель используется как компаратор напряжения. Схема, предназначенная в первую очередь для работы в качестве компаратора применяется тогда, когда необходимо высокое быстродействие или широкий диапазон входных напряжений, так как усилитель может быстро восстанавливаться из режима насыщения.

Если на один из входов операционного усилителя подать образцовое напряжение V ref , то получится схема детектора уровня сигнала, то есть операционный усилитель будет детектировать положительный уровень сигнала. Если детектируемый сигнал подать на прямой вход, то получится схема неинвертирующего детектора уровня - когда входное напряжение будет выше опорного, то на выходе установится максимальное положительное напряжение. Если детектируемый сигнал и опорное напряжение поменять местами, то в этом случае на выходе операционного усилителя установится напряжение, близкое к отрицательному напряжению питания - получится схема инвертирующего детектора уровня.

Если образцовое непряжение на входе усилителя V ref = 0 В, то получится детектор нуля, который может преобразовывать, например, синусоидальный сигнал в прямоугольный.

Применение операционных усилителей в схемах с использования положительной обратной связи

Генератор прямоугольного сигнала на основе операционного усилителя с положительной (R1, R3) и отрицательной (R2, C1) цепями обратных связей. Цепь положительной обратной связи, охватывающая усилитель, превращает его в триггер Шмитта. Рабочая частота - примерно 150 Гц.

Операционные усилители применяют так же в схемах с положительной обратной связью, когда часть выходного сигнала подаётся на неинвертирующий вход. Одной из типичных схем, где используется такая конфигурация является схема компаратора с гистерезисом, это так называемый триггер Шмитта. В некоторых схемах могут одновременно использоваться два вида обратных связей - и положительная, и отрицательная, охватывающие один и тот же усилитель, такая конфигурация часто применяется в схемах генераторов пилообразного напряжения и в схемах активных фильтров.

Из-за низкой скорости нарастания сигнала и отсутствия положительной обратной связи, амплитудно-частотная характеристика описанных выше детектора нуля и детектора уровня сигнала, построенных по схеме с разомкнутой петлёй обратной связи, будет относительно низкочастотной, то есть схемы будут относительно низкочастотными. Можно попытаться охватить схему положительной обратной связью, но это существенно повлияет на точность работы при детектировании момента перехода входного сигнала через ноль. Если использовать обычный операционный усилитель типа 741, то преобразователь синусоидального напряжения в меандр скорее всего будет иметь рабочую частоту, не превышающую 100 Гц.

Для увеличения скорости нарастания сигнала в специализированных схемах компараторов в выходные каскады вводят положительную обратную связь, поэтому схемы детекторов уровня рекомендуется выполнять не на операционных усилителях, а на микросхемах - компараторах.

Применение операционного усилителя в схеме с отрицательной обратной связью

В схеме неинвертирующего усилителя выходное напряжение изменяется в том же направлении (уменьшается или увеличивается), что и входное.

Уравнение, определяющее усиление операционного усилителя записывается как

V out = A OL (V + - V -)

В этой схеме параметр V - является функцией от V out , так как резисторы R1 и R2 образуют цепь отрицательной обратной связи. Кроме того, эти резисторы являются делителем напряжения , а поскольку он соединён со входом V - , который является высокоомным, то делитель напряжения практически не нагружен. Следовательно:

V - = β * V out

где β = R1 / (R1 + R2)

Подставив это выражение в уравнение усиления операционного усилителя, получим:

V out = A OL (V in - β * V out)

Преобразовывая полученное выражение относительно V out , получаем:

V out = V in * (1 / (β + 1/A OL))

Если A OL очень большое, то уравнение упрощается:

V out ≈ V in / β = V in / (R1 / (R1 + R2)) = V in * (1 + R2/R1)

Обратите внимание, что сигнал на прямой вход операционного усилителя подаётся относительно общего провода. Если источник сигнала нельзя по какой-то причине подключать к общему проводу или же его следует подключать к нагрузке с определённым сопротивлением, то между прямым входом операционного усилителя и общим проводом потребуется установить дополнительный резистор. В любом случае, значение сопротивлений резисторов обратной связи R1 и R2, должно быть примерно равно входному сопротивлению с учётом нагрузочного резистора на прямом входе операционного усилителя, при этом сопротивления R1 и R2 следует рассматривать как включённые параллельно. То есть если R1 = R2 = 10 кОм, источник сигнала имеет высокое сопротивление, то дополнительный резистор между прямым входом и общим проводом должен иметь величину 5 кОм, в этом случае напряжение смещения на входах будет минимальным.

При включении операционного усилителя по инвертирующей схеме, напряжение на его выходе будет меняться в противофазе со входным напряжением.

Найдём уравнение, описывающее усиление при инверсном включении операционного усилителя:

V out = A OL (V + - V -)

Это уравнение точно такое же, как и уравнение для неинвертирующего усилителя. Но в данном случае параметр V - будет зависеть одновременно от выходного напряжения V out и входного V in , это вызвано тем, что делитель напряжения, образованный последовательно соединёнными резисторами R f и R in подключён между входным сигналом и выходом усилителя. Инвертирующий вход имеет высокое сопротивление и не нагружает делитель, следовательно:

V - = 1/(R f + R in) * (R f V in + R in V out)

Подставляя полученное равенство в уравнение усиления, находим V out :

V out = -V in * A OL R f / (R f + R in + A OL R in)

Если величина A OL очень большая, то выражение упрощается:

V out ≈ V in * R f / R in

Часто между неинвертирующим входом и общим проводом ставят резистор такой величины, что бы оба входа снимали напряжение с одинаковых сопротивлений. Применение этого резистора снижает напряжение смещения, и в некоторых моделях операционных усилителей снижает величину нелинейных искажений.

В случае, если нет нужды усиливать постоянное напряжение, то последовательно со входным резистором R in может быть установлен разделяющий конденсатор, блокирующий прохождение постоянного напряжения от источника сигнала на вход операционного усилителя.

Усилитель звуковой частоты на операционном усилителе

В заключение рассмотрим практическую схему усилителя звуковой частоты, выполненную по неинвертирующей схеме с однополярным питанием. Использование неинвертирующей схемы обеспечивает высокое входное сопротивление усилителя, которое определяется величинами сопротивлений R2 и R3, а так же входным сопротивлением прямого входа операционного усилителя (оно очень высокое и им можно пренебречь), при расчётах резисторы R2, R3 рассматривают как включённые параллельно, следовательно входное сопротивление усилителя будет равно 100 кОм.

Коэффициент усиления усилителя по напряжению определяется по формуле R4/R1 + 1 , в данном случае 49/1+1 = 50 раз. Ёмкость конденсатора С1 должна быть такой, что бы его реактивное сопротивление на самых низших рабочих частотах по крайней мере было бы раз в десять меньше, чем общее сопротивление последовательно включённых резисторов R1, R4. Конденсаторы С2, С3 являются разделительными по постоянному току, их параметры зависят от сопротивлений источника сигнала и нагрузки. Конденсатор С4 блокирует пульсации по цепи питания.

Нагрузкой усилителя могут служить высокоомные головные телефоны типа ТОН-2, соротивлением не менее 1,5 кОм. Для подключения низкоомных головных телефонов или динамической головки в схему потребуется добавить каскад эмиттерных повторителей на транзисторах КТ502 и КТ503.

Для уменьшения нелинейных искажений в схему добавлены резисторы R6, R7 задающие ток покоя транзисторов VT1, VT2. Можно использовать другую схему включения транзисторов, например, описанную , имеющую меньший уровень нелинейных искажений.

Виды обратных связей. Различают

положительную и отрица-тельную специально вводимую ОС. При положительной ОС сигнал с выхода на вход усилителя поступает в фазе с колебаниями входного сигнала, в результате чего коэффициент усиления усилителя возрао тает. Этот вид ОС используется главным образом в автогенераторах. При отрицательной обратной связи (ООС) колебания с выхода на вход усилителя поступают в противофазе с входным сигналом, в ре-зультате чего его коэффициент усиления уменьшается. В усилите-лях обычно используется ООС, улучшающая их качественные пока-затели.

Способы осуществления отрицательной обратной связи . По спо-собу получения сигнала ОС на выходе усилителя различают схемы с ООС:

• по напряжению в которых напряжение обратной связи Uр пропорционально напряжению на выходе усилителя Uвых;
• по току в которых напряжение обратной связи Uз про-порционально току нагрузки; с комбинированной в ко-торых осуществляется комбинация обоих способов. Напряжение обратной связи можно подать на вход усилителя либо последовательно, либо параллельно с входным сигналом.

Со-ответственно различают последовательную (со сложением напряже-ний,) и параллельную схемы обратной связи (со сложением токов, Цепь обратной связи может охватывать весь уси-литель или его часть. В усилителе может быть несколько (зависи-мых или независимых друг от друга) цепей обратной связи.

Влияние ОС на основные параметры усилителя. Коэффициент усиления усилителя с ОС определяем на примере схемы усилителя с последовательной обратной связью по напряжению),

Если на вход усилителя подается напряжение Us, коэфициент (фактор) обратной связи показывает, какую часть выходного напряжения составляет напря-жение обратной связи. При положительной обратной связи коэффи-циент Р.может принимать значения от 0 до +1, а при отрицатель-ной — от 0 до — 1. Обычно в схемах усилителей р =0.05-0,2.Напряжение обратной связи Uр=±рUвых пропорционально выходному напряжению. Результирующее.напря-жение на входе-усилителя U=Uвх+Uр=Uвх+(±РUвых), откуда UВх=U-(±рUвых). Коэффициент усиления усилителя, охваченного ОС, определяется как отношение исходного напряжения к входному внешнего источника Кp = Uвых/Uвх=Uвых/[±pUBЫХ)]. Очевидно, при положительной обратной связи К$=К/=K/(1 — РK) возрастает в (1 — рK) раз, а при отрицатель-ной Kр=K/(1 + рK) — уменьшается в (1 +РK) раз. При глубокой ООС легко получить ЗК>1. В многокаскадном усилителе с большим ко-эффициентом усиления K это соотношение реализуется даже при малой величине р, поэтому коэффициент Kр=1/р. Отсюда видно, что усиление усилителя не за-висит от К, т. е. от параметров схемы усилителя и числа его каска-дов, а определяется лишь коэффициентом передачи р цепи ОС. При наличии ООС коэффициент нестабильности усиления е=ДKр/Кр = АK-1/K(1 + РK) уменьшается в (1+рK) раз, чем достигается ста-билизация усиления независимо от причин, вызвавших эти измене-ния. Входное сопротивление усилителя с ОС зависит от способа по-дачи напряжения обратной связи, вида обратной связи и ее глуби-ны. Последовательная ООС по напряжению и току увеличивает входное сопротивление, а параллельная 1 (по напряжению и току) — уменьшает.

Выходное сопротивление усилителя с ОС зависит от способа по-лучения напряжения ОС, от ее вида и глубины. Последовательная, и параллельная ООС по напряжению уменьшает, а Последовательная и параллельная ООС по току уве-личивает выходное сопротивление усилителя. При последовательной ОС конечное сопротивление источника сиг. нала снижает глубину ОС, поэтому последовательную ОС целесо-образно применять в усилителях напряжения. При параллельной ОС сопротивление источника сигнала оказывает обратное действие (при его уменьшении глубина ОС также уменьшается), поэтому парал-лельную ОС рекомендуется применять в усилителях тока. В усили-телях с токовым выходом ОС по напряжению нецелесообразна, по-скольку она уменьшает выходное сопротивление.

Отрицательная обратная связь в (1 + pK) раз снижает сигнал гармоник, возникающий из-за нелинейных искажений. Аналогичное влияние она оказывает на напряжение помех (фон, наводка). При отсутствии фазовых искажений и относительно небольших нелиней-ных искажениях (Y<10-15 %) коэффициент нелинейных искаже-ний усилителя с ООС уменьшается в (1 + рK) раз. При высоком уровне нелинейных искажений ООС не способствует их уменьшению, а кроме того, может перейти в положительную за счет дополнительных фазовых сдвигов высших гармоник и тогда нелинейные. иска-жения возрастут. Для снижения нелинейных искажений ООС обычно вводят в выходные каскады с наибольшими диапазонами выход-ных напряжений. При малых фазовых сдвигах Ф сигнала и независимой от часто-ты цепи ООС в усилителе коэффициент частотных и фазовых иска-жений Мр=M(1+роKо)/(1 + РоК); ф3~ф(1 + |ЗK).

Отсюда следует, что ООС уменьшает частотные и фазовые иска-жения примерно в (1 + роKо) раз, поэтому частотная, характеристика Kр=ф(f) (против K) выравнивается что способствует расширению полосы пропускания усилителя Af2>Af1. При ООС по на-пряжению уменьшение частотных искажений (расширение полосы пропускания) достигается за счет снижения Ко на средних частотах. Таким образом, рассмотрена активная обратная связь, при кото-рой коэффициент Р не зависит от частоты. Если цепь ОС выполнить с реактивными элементами, можно получить частотно-зависимую об-ратную связь, при которой возможна коррекция частотной характе-ристики усилителя.

Структурная схема усилителя. По схемному построению усили-тели могут быть одно- и многокаскадными. Число каскадов опреде-ляется требованиями, предъявляемыми к усилителям. Структурная схема усилителя состоит из входного и выходного уст-ройств, предварительного и мощного усилителей, нагрузки и источ-ника электропитания. Входное устройство Вх.У служит для передачи сигнала от ис-точника ИС во входную цепь первого усилительного элемента, обес-печивая согласование сопротивлений и уровней сигнала, симметри-рование цепей, разделение цепей постоянной составляющей источни-ка сигнала и входной цепи усилительного элемента. Входное устрой-ство в виде симметрирующего трансформатора превра-щает несимметричную входную цепь усилителя в симметричную, а в виде резистора с разделительным конденсатором обеспечивает разделение постоянной составляющей тока или напряжения в выходной цепи источника сигнала и во входной цепи усилительно-го элемента. Резистор с регулируемым сопротивлением, осуществляет регулировку уровня подводимого сигнала.

Предварительный усилитель ПУ, одно- или многокаскадный обеспечивает усиление напряжения, тока или мощности сигнала до значения, необходимого для нормальной работы усилителя.

Мощный усилитель МУ предназначен для отдачи в нагрузку Я требуемой мощности сигнала, что осуществляется соответствующим выбором усилительных элементов схемы и ее построением.

Выходное устройство Вых. У служит для передачи усиленного сигнала из выходной цепи последнего каскада в нагрузку Н. Выход-ное устройство в виде выходного трансформатора (обес-печивает оптимальную нагрузку усилительному элементу выходного каскада или согласовывает выходное сопротивление усилителя с со-противлением нагрузки. При работе несимметричного выходного кас-када на симметричную нагрузку (например, симметричную двухпро-водную фидерную линию) в выходную цепь усилителя включают симметрирующий трансформатор.

Обратная связь бывает положительной (ПОС) и отрицательной (ООС). Положительная обратная связь увеличивает и превращает его в Шмитта (см. том I). уменьшает коэффициент усиления и переводит ОУ в линейный режим - в аналогового сигнала.

Рис. 1.27. Усилители с ООС: а - неинвертирующий; б - инвертирующий; в - с разделительными конденсаторами; г - подключение низкоомной нагрузки к усилителю с двуполярным питанием; д - повторитель; е - с большим входным сопротивлением; ж, з - мощный ОУ с последовательным включением мощных транзисторов

Рис. 1.27. Усилители с ООС:

и - мощный ОУ с параллельным включением мощных транзисторов; к - мощный ОУ с высоковольтным питанием; л - этих резисторов (обычно R1 = R2 = 10…1000 кОм) напряжение в средней точке равно половине напряжения питания. С1 - фильтрующий, он нужен для уменьшения выходного делителя (т. е. для улучшения работы усилителя). Его емкость определяется из выражения Cl х R = 0,5…2, где С1 - емкость конденсатора С1 в микрофарадах, a R - одного из резисторов R1 или R2 (R1 = R2) в мегаомах.

Преимущество повторителя на ОУ - огромное входное , т. е. он практически не потребляет ток от источника сигнала. Входное повторителей на ОУ с биполярными транзисторами на входе достигает единиц-сотен гигаом, т. е. примерно такое же, как и у плохой изоляции. Входное на входе измерить почти невозможно - оно достигает хорошей изоляции и в тысячи-миллионы раз больше, чем у ОУ на биполярных транзисторах. Недостаток повторителей на основе широко распространенных и дешевых ОУ - значительная входная емкость. Она обычно не превышает 5 пФ, но на частоте 100 кГц (и, соответственно, входное повторителя) такого конденсатора равно 400 кОм. У высокочастотных и некоторых прецизионных, а также специальных буферных и измерительных ОУ входная емкость в тысячи раз меньше.

Резистором R, производится балансировка ОУ - с его помощью, при нулевом напряжении на входе, стрелка прибора Р1 устанавливается в нулевое положение. При использовании в схеме прецизионных ОУ этот необязателен.

На элементах Rl, R2, С1 собран делитель - напряжения питания, напряжение в точке соединения этих элементов равно половине напряжения питания. С1 - необязателен, на работу он практически не влияет. Но убирать его нежелательно - может возникнуть самовозбуждение на высоких частотах.

При изменении входного напряжения изменяется ток, протекающий через цепочку R fl0I] -Р1, из-за этого изменяется напряжение в средней точке делителя напряжения. Но так как сигнал (напряжение) на вход подается именно относительно этой самой средней точки (один из входов соединен с нею), то на точности измерения напряжения это не отразится: например, при напряжении на входе, равном 1,0 В, напряжение на цепочке R non -Pl будет равно 1,0 В, независимо от напряжения в средней точке. Но это лишь в том случае, если напряжение питания контролируемой не от напряжения питания , т. е. должен питаться от своей батарейки (аккумулятора).

Давайте теперь подадим на вход ОУ положительную полуволну входного сигнала. На выходе ОУ появится положительное напряжение - оно уменьшится до нуля только тогда, когда на инверсном входе ОУ напряжение по величине станет равным напряжению на прямом (в этом и заключается принцип действия ОУ). Для того чтобы напряжение на выходе увеличилось, внутри ОУ (см. рис. 1.25, а) должен открыться , подключенный к выводу «+U» (VT1 на рис. 1.25, а). То есть в этом случае выводы 2 и 6 ОУ замыкаются, и ток течет через последовательно соединенные R4 и R6, и падение напряжения на резисторе R4 увеличивается (а на резисторе R5 - уменьшается; но не более чем в 2…3 раза). В какой-то момент времени падение напряжения на резисторе R4 увеличивается до значения, при котором VT1 начинает открываться - он как бы «помогает» ОУ увеличивать напряжение на выходе усилителя, при этом через на динамик (нагрузку) течет ток, примерно в Ь 2|э раза больше, чем через ОУ, - то есть тем самым обеспечивается усиление выходного тока сравнительно маломощного ОУ мощными транзисторами.

Как только напряжение на обоих входах ОУ, за счет ООС, сравняется, напряжение на выходе усилителя (на нагрузке) зафиксируется и перестанет изменяться. При этом через нагрузку будет протекать некоторый ток и, соответственно, через R4 и R6 также будет протекать ток, примерно в h 2 l 3 раза меньше выходного. VT1 будет приоткрыт, и при малейшем увеличении/ уменьшении напряжения на входе протекающий через него ток тоже будет увеличиваться/уменьшаться. При резком уменьшении входного напряжения (что типично для звукового сигнала) напряжение на выходе, возможно, не будет поспевать за входным - в таком случае увеличится падение напряжения на резисторе R5 (т. к. на ОУ всегда всеми силами пытается сравнять напряжения на прямом и инверсном входах) и VT2 «поможет» выходному напряжению уменьшиться.

Коэффициент усиления по току транзисторов VT1 и VT2 в этой схеме не превышает 5… 10 раз - из-за шунтирования базового перехода резисторами R4 и R5. Если нужен больший коэффициент усиления, VT1 и VT2 желательно заменить составными (как на рис. 1.27, з), но при этом убирать и даже изменять номинал резисторов R4 и R5 нельзя (почему, см. выше). В таком случае, даже при использовании маломощных ОУ, можно получить на выходе значительный ток.

В свое время я изготовил немало усилителей по схеме на рис. 1.27, и, потому хочу дать несколько полезных советов:

Резистор R6 можно закоротить - особенно если используются одинарные мощные (я предпочитаю составные). При этом улучшится работа усилителя, но увеличится нагрев корпуса - радиатор на нее обязателен. Если у вас нет специального радиатора, то можно попросту приклеить сверху на микросхему несколько металлических пластин - чем больше их площадь, тем лучше.

Усилитель развивает мощность до 70 Вт. Проверить, может ли ваш ОУ работать при столь высоком напряжении, можно следующим образом: базы обоих транзисторов, а также нагрузка к схеме не подключаются, все остальное собирается по рис. 1.27, и, включается (через R4 и R5!) напряжение питания и измеряется падение напряжения на R4, R5. Если оно не превышает 0,3 В - все нормально.

При напряжении питания ±28 В и более все ОУ сгорали. Если же вам нужно, чтобы ОУ работал и при столь высоком напряжении, питание на него нужно подавать через (рис. 1.27, к; цепи коррекции и ООС подключаются так же, как и на рис. 1.27, и). Напряжение стабилизации у обоих стабилитронов должно быть одинаковым и таким, при котором напряжение питания ОУ не превышает 25 В (например, U ni)T = ±32 В, U CT = 32 – 25 = 7 В).

Как известно, падение напряжения на стабилитроне весьма слабо от протекающего через него тока. Именно благодаря этому эффекту они и пригодны для использования в таком усилителе: благодаря им напряжение питания ОУ ограничивается на безопасном для него уровне, а , включенные по схеме , полностью открыты уже при падении на базовом резисторе напряжения всего 1…2 В - это гораздо меньше напряжения питания ОУ.

Недостатки такого усилителя:

1. Все , даже самые лучшие, очень сильно шумят (т. е. их напряжение стабилизации, при неизменном протекающем токе, хаотически колеблется около некоторого «среднего» уровня), поэтому и собранный шумит сильнее, чем такой же, но без стабилитронов (и с более низким напряжением питания). Для борьбы с шумом параллельно стабилитронам можно включить электролитические емкостью несколько единиц…десятков , но из-за этих конденсаторов сразу после включения напряжения питания напряжение на выводах питания ОУ повысится до опасных для него значений ( разряженного конденсатора близко к нулю) и ОУ может выйти из строя.

2. Так как напряжение на коллекторах транзисторов может быть больше напряжения на выходе ОУ, последний может выйти из строя (ток течет через R6). От этой беды можно застраховаться, если правый по схеме вывод резистора R6 соединить не с коллекторами транзисторов, а с общим проводом. При этом сопротивление сопротивлением около 100 Ом.

3. Напряжение стабилизации стабилитронов не должно превышать 10 В: чем оно выше, тем больше шансы, что в один прекрасный момент ваш усилитель самопроизвольно выйдет из строя.

Амплитуда выходного напряжения у этой не от напряжения питания ОУ и, так же как и у на рис. 1.27, и, может достигать U nHT – 0,7 В (по модулю). При использовании составных транзисторов она примерно на 0,5 В меньше.

В этих схемах (рис. 1.27, и; 1.27, к) также можно использовать и с изолированным затвором (VT1 - р-канальный, VT2 - η-канальный). Каких-либо заметных преимуществ у такого усилителя, по сравнению с усилителем на биполярных транзисторах, нет. Настроить его сложнее, поэтому приводить его схему здесь я не буду. Если у вас нет достаточного опыта работы с полевыми транзисторами и усилителями на их основе, не пытайтесь нарисовать его схему самостоятельно.

Конденсатор С2 заряжается через последовательно соединенные R3, R4. Как только напряжения на обоих входах сравняются, напряжение на выходе ОУ уменьшится до напряжения на прямом входе (т. е. до половины напряжения питания) и, в отсутствие входного сигнала, будет поддерживаться на этом уровне. При подаче на вход усилителя высокочастотного сигнала напряжение на выходе также будет изменяться; но, так как емкость конденсатора С2 довольно велика, напряжение на его обкладках значительно измениться за время одного полупериода усиливаемого сигнала не успеет, поэтому можно считать, что напряжение на левом по схеме выводе резистора R3 неизменно и равно половине напряжения питания. В таком случае коэффициент усиления по напряжению усилителя равен отношению резистора R4 к сопротивлению резистора R3.

При использовании конденсатора С2 слишком малой емкости коэффициент усиления усилителя на низких частотах будет меньше, чем на высоких, и в крайнем случае (емкость конденсатора С2 равна нулю, то есть его вообще нет) коэффициент усиления равен единице (эта превращается в , аналогичный изображенному на рис. 1.27, д). Связано это с тем, что в таком случае напряжение на выводах конденсатора при изменении сигнала на выходе будет колебаться в значительных пределах, из-за чего низкочастотная составляющая сигнала будет «сглаживаться».

Для примера на рис. 1.31 изображены графики входного (рис. 1.31, а) и выходного (рис. 1.31,6) сигнала такого «усилителя». На рис. 1.31, а прекрасно видна низкочастотная составляющая входного сигнала, и при усилении такого сигнала «правильным» усилителем она будет столь же прекрасно слышна. Но если у усилителя по схеме на рис. 1.27, л емкость конденсатора С2 слишком

Рис. 1.31. Пояснения к рис. 1.27, л. Входной сигнал (а) и выходной (б) при слишком малой емкости С2. При значительной емкости С2, а также С1 и СЗ, форма выходного сигнала повторяет форму входного мала, то низкочастотная составляющая (столь любимые нынешними меломанами «басы») ослабится так сильно, что станет совсем незаметной, и восстановить ее будет очень сложно. На рис. 1.31, а пунктирной линией условно показано изменение напряжения на конденсаторе. Как видно, чем больше его емкость, тем лучше. Но стремиться к идеалу не стоит, и емкость 47 мкФ, при сопротивлении резисторов ООС 100 кОм, вполне достаточна.